在電子和自動化技術(shù)的應(yīng)用中，單片機和DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)是經(jīng)常需要同時使用的，然而許 多單片機內(nèi)部并沒有集成DAC,即使有些單片機內(nèi)部集成了DAC,DAC的精度也往往不高，在高 精度的應(yīng)用中還是需要外接DAC，這樣增加了成本。但是，幾乎所有的單片機都提供定時器 或者PWM輸出功能。如果能應(yīng)用單片機的PWM輸出（或者通過定時器和軟件一起來實現(xiàn)PWM輸 出），經(jīng)過簡單的變換電路就可以實現(xiàn)DAC，這將大量降低成本電子設(shè)備的成本、減少體積 ，并容易提高精度。本文在對PWM到DAC轉(zhuǎn)換關(guān)系的理論分析的基礎(chǔ)上，設(shè)計出輸出為0～5 V電壓的DAC。?

1　應(yīng)用PWM實現(xiàn)DAC的理論分析

　　PWM是一種周期一定而高低電平的占空比可以調(diào)制的方波信號，圖1是一種在電路中經(jīng)常遇到 的PWM波。該PWM的高低電平分別為VH和VL，理想的情況VL等于0， 但是實際中一般不等于0，這往往是應(yīng)用中產(chǎn)生誤差的一個主要原因。

　　圖1的PWM波形可以用分段函數(shù)表示為式（1）： 

　　

    其中：T是單片機中計數(shù)脈沖的基本周期，即單片機每隔T時間記一次數(shù)（計數(shù)器的值增加 或者減少1），N是PWM波一個周期的計數(shù)脈沖個數(shù)，n是PWM波一個周期中高電平的 計數(shù)脈沖個數(shù)，VH和VL分別是PWM波中高低電平的電壓值，k為諧波次數(shù)，t為時間。把式(1)所表示的函數(shù)展開成傅里葉級數(shù)［1］，得到式(2)： 

　　 　        

 　　從式（2）可以看出，式中第1個方括弧為直流分量，第2項為1次諧波分量，第3項為大于1次的高次諧波分量。式（2）中的直流分量與n成線性關(guān)系，并隨著n從0到N ，直流分量從VL到VL+VH之間變化，這正是電壓輸出的DAC所需要的。因此，如果能 把式（2）中除直流分量的諧波過濾掉，則可以得到從PWM波到電壓輸出DAC的轉(zhuǎn)換，即：P WM波可以通過一個低通濾波器進行解調(diào)。式（2）中的第2項的幅度和相角與n有關(guān)，頻率 為1/(NT)，該頻率是設(shè)計低通濾波器的依據(jù)。如果能把1次諧波很好過濾掉，則高次諧波 就應(yīng)該基本不存在了。

　　根據(jù)上述分析可以得到如圖2所示的從PWM到DAC輸出的信號處理方塊圖，根據(jù)該方塊圖可以 有許多電路實現(xiàn)方法，在單片機的應(yīng)用中還可以通過軟件的方法進行精度調(diào)整和誤差的進一 步校正。 　　

　　在DAC的應(yīng)用中，分辨率是一個很重要的參數(shù)，圖1的分辨率計算直接與N和n的可能變化 有關(guān)，計算公式如式(3)： 

　　

　　表1給出了不同N和n的情況下的分辨率。 　　

　　從表1和式(3)可以看出，N越大DAC的分辨率越高，但是NT也越大,即 PWM的周 期或者式(2)中的1次諧波周期也越大，相當(dāng)于1次諧波的頻率也越低，需要截止頻率 很低的低通濾 波器，DAC輸出的滯后也將增加。一種解決方法就是使T減少，即減少單片機的計數(shù)脈沖 寬度（這往往需要提高單片機的工作頻率），達到不降低1次諧波頻率的前提下提高精度。 在實際中，T的減少受到單片機時鐘和PWM后續(xù)電路開關(guān)特性的限制。如果在實際中需要 微秒級的T，則后續(xù)電路需要選擇開關(guān)特性較好的器件，以減少PWM波形的失真，如圖4 中的電子開關(guān)T1(IRF530)。?

2　PWM到DAC電壓輸出的電路實現(xiàn)

　　根據(jù)圖2的結(jié)構(gòu)，圖3是最簡單的實現(xiàn)方式。圖3中，PWM波直接從MCU的PWM引腳輸出 ，該電路沒有基準(zhǔn)電壓，只通過簡單的阻容濾波得到DAC的輸出電壓。R1和C1的具 體參數(shù)可根據(jù)式(2)的第2部分的一次諧波頻率來選擇，實際應(yīng)用中一般選擇圖2中阻容濾波 器的截止頻率為式(2)的基波頻率的1/4左右。


   圖3的PWM波的VH和VL受到MCU?輸出高低電平的限制，一般情況下VL不 等于0 V，VH也不等于VCC。例如，對于單片機AT89C52［2,3］，當(dāng)VCC為＋5 V時，VH和VL分別為4.5 V和0.45 V左右，而且 該數(shù)值隨著負(fù)載電流和溫度而變化。根據(jù)式(2)的直流分量可知，DAC電壓輸 出只能在0.45~ 4.5 V之間變化，而且隨負(fù)載電流和環(huán)境溫度變化，精度很難保證。由于該電路的變化部分 精度不高，沒有必要采用高分辨率的PWM輸出，8位即可。另外圖2的DAC輸出的負(fù)載能力也比 較差，只適合與具有高輸入阻抗的后續(xù)電路連接。因此，圖3的電路只能用在對DAC輸出精度 要求不高、負(fù)載很小的場合。對精度和負(fù)載能力要求較高的場合，需要對圖3的電路進行改 進，增加基準(zhǔn)電壓、負(fù)載驅(qū)動等電路。

　　圖4的電路在圖3電路的基礎(chǔ)上增加了開關(guān)管T1、基準(zhǔn)電壓源LM3365和輸出 放大器TL V2472。MCU從A點輸出的PWM波驅(qū)動T1的柵極，T1按照PWM的周期和占空比進行開關(guān)。T1為低 導(dǎo)通電阻和開關(guān)特性好的開關(guān)管，如IRF530［4］，其典型導(dǎo)通電阻小于0.16 Ω， 而截止電阻卻非常大，與T1并聯(lián)的為基準(zhǔn)電壓LM3365。圖4的B點將得到理想的 PWM波形，即：VH=5 V，VL=0 V，波形為方波。A點的PWM波，經(jīng)過整 形得到B點理想PWM波，B點的PWM波再經(jīng)過兩級阻容濾波在C點得到直流分量，即MCU輸出的調(diào) 制PWM波在C點得到解調(diào)，實現(xiàn)了DAC功能。根據(jù)式(2)可知，C點的電壓為(5 ×n/N)V，為0～5 V之間的電壓。由于放大器A1的輸入阻抗很大，二級阻容濾波的效 果很好，C點的電壓紋波極小，滿足高精度要求。輸出放大器采用TLV2472，工作在電壓跟隨 器方式，他是一個RailtoRail放大器，他的輸出電壓的跨度幾乎等于電源 電壓幅度，因此可以得到0 V的電壓輸出，克服了一般放大器（如LM324,TL071等）輸出電壓 跨度比電源電壓范圍小1 V左右這一缺點。圖4與圖3還有一點重要的不同是，圖4的電源電壓 為6 V，而圖3為5 V。圖4中在MCU接電源電壓中串聯(lián)了二極管，他起降壓的作用，因 為一般的MCU工作電源范圍為4.5～5.5 V之間。圖4中采用電源電壓為6 V是為了保證LM336 5能正常工作。 　　

　　圖4的電路采用的電路和電容沒有特殊的要求，很容易調(diào)試。由于PWM波很容易通過MCU的軟 件進行控制，即使電路稍微有些系統(tǒng)誤差，也很容易通過軟件進行校正。因此，圖4的電路 可以得到高精度的DAC輸出。

3　結(jié)語

　　本文在對PWM波形組成進行理論分析的基礎(chǔ)上，提出了可以通過一個低通濾波器把PWM中的DA C調(diào)制信號解調(diào)出來，實現(xiàn)DAC。論文對實現(xiàn)DAC產(chǎn)生的誤差的原因進行了分析，設(shè)計了兩組D AC電路實現(xiàn)方式，分別適合于不同的應(yīng)用場合。? ??

　　圖4的實現(xiàn)方法，通過簡單廉價的電子元器件就可以得到高精度的DAC,降低了設(shè)備的成本。 該電路為單電源供電，非常適用在基于單片機的嵌入式系統(tǒng)中應(yīng)用。?

參考文獻 

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