0 引言

移相全橋變換器工作在零壓、零流開關(guān)方式時(Zero -voltage and zero -current switching，ZVZCS)，超前橋臂實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZCS。

移相全橋ZVZCS PWM 方式和ZVS PWM 方式相比，可以大幅降低電路內(nèi)部的環(huán)流損耗、減小二次側(cè)占空比丟失、提高變換效率，且可在較大的輸入電壓和負載變化范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)，其在中、大功率的場合得到廣泛的應(yīng)用。

傳統(tǒng)的移相全橋ZVZCS PWM 變換器的主開關(guān)管或者用MOSFET[1]，或者用IGBT[2，3]。不論哪種結(jié)構(gòu)，都不能使開關(guān)管工作在最佳的軟開關(guān)狀態(tài)：前者滯后橋臂的MOSFET 寄生輸出電容較大，在開通瞬間會產(chǎn)生很大的電流尖峰，增加管子開通損耗，嚴重影響變換器的安全可靠性;后者因超前橋臂的IGBT工作在ZVS 方式，關(guān)斷期間的拖尾電流使得開關(guān)頻率不能太高，通常不超過30 kHz[2，3]。

本文提出一種超前橋臂采用MOSFET，而滯后橋臂應(yīng)用IGBT 的新穎移相全橋ZVZCS PWMDC-DC變換器，在實現(xiàn)超前橋臂ZVS 和滯后橋臂ZCS的同時，使MOSFET和IGBT各自工作在最佳的軟開關(guān)方式，有效提高了變換器的功率密度及安全可靠性。

1 工作過程分析

電路拓撲如圖1 所示，和傳統(tǒng)的全橋ZVZCSPWM變換器相比，四個主開關(guān)管不再采用同類型功率管，而是超前橋臂和滯后橋臂分別采用MOS原FET、IGBT。

1.1 工作原理

圖1 所示電路的工作波形如圖2 所示。設(shè)電路初始工作狀態(tài)為功率管Q1 和Q4導通，輸出整流二極管D3導通，變壓器向負載傳輸能量，一次側(cè)電流ip給隔直電容Cb充電。在t0時刻，關(guān)斷Q1(由于電容電壓不能突變，MOS管是零電壓關(guān)斷)，之后線路電感(一次側(cè)漏感及折算到一次側(cè)的濾波電感)與MOS 管結(jié)電容C1、C2諧振，使C1充電、C2放電[4]。當C2電壓諧振下降到零時(t1 時刻)，Q2的反并聯(lián)二極管D2 自然導通，之后開通Q2 可實現(xiàn)零電壓開通。此時，變壓器一次側(cè)電壓為零，一次側(cè)電流在隔直電容電壓vcb 作用下快速復位到零(t2 時刻)，隔直電容電壓達到最大值Vcbp，輸出整流二極管D3和D4同時導通續(xù)流。因后橋IGBT為單向功率管，一次側(cè)電流復位到零后不能反向流通。在t3時刻關(guān)斷開關(guān)管Q4，實現(xiàn)零電流關(guān)斷。

在滯后橋臂死區(qū)時間之后開通開關(guān)管Q3，因漏感作用電流不能突變，可實現(xiàn)零電流開通。Q3開通后，一次側(cè)電流從零開始反向增加，同時給隔直電容Cb 反向充電，到電流值等于折算至二次側(cè)的負載電流時(t5 時刻)，二極管D3關(guān)斷，D4繼續(xù)導通，變壓器開始為負載提供能量，進入下半個工作周期，情況和上述過程類似，在此不再贅述。

顯然，由于MOSFET 只工作在ZVS 方式，即使其存在較大的寄生電容，也不會引起大的開通電流尖峰。且較大的寄生電容能有效抑制電壓上升率dv/dt，若另外并接電容則更有利于開關(guān)管實現(xiàn)零電壓關(guān)斷。類似地，滯后橋臂的IGBT也僅工作在ZCS 狀態(tài)，關(guān)斷之前一次側(cè)電流已復位到零，管子關(guān)斷損耗很小甚至可減小到零，因此工作在ZCS 方式的IGBT 開關(guān)頻率也可以很高。另外，IGBT結(jié)電容較MOSFET 小很多，工作在ZCS 方式，不存在結(jié)電容引起的開通電流尖峰，因此，IGBT更適用于ZCS 方式。采用這種復合結(jié)構(gòu)的變換器，與單純用IGBT 做開關(guān)管相比，開關(guān)頻率可以大大提高;又較單純用MOSFET安全可靠，電磁干擾小，能更好地發(fā)揮移相全橋ZVZCS PWM DC-DC 變換器的優(yōu)勢。

1.2 二次側(cè)占空比丟失分析

二次側(cè)占空比丟失是指二次側(cè)占空比Dsec 小于一次側(cè)占空比Dp，其差值就是二次側(cè)占空比丟失部分Dloss。

從圖2可看出，占空比丟失的原因是，在一次側(cè)電流從零反向增至負載電流的一次側(cè)折算值的過程中(圖2 中的[t4，t5]和[t10，t11]時段)，雖然變壓器一次側(cè)有電壓方波，但因一次側(cè)電流不足以提供負載電流，二次側(cè)兩個整流二極管D3、D4處于續(xù)流狀態(tài)，二次側(cè)電壓為零，這樣就造成了二次側(cè)電壓波形丟失。因此，一次側(cè)電流上升時間t45與1/2開關(guān)周期Ts的比值就是二次側(cè)占空比丟失Dloss，即

2 關(guān)鍵參數(shù)的選擇

2.1 超前橋臂并聯(lián)電容的選擇

2.2 阻斷電容的選擇

2.3 一次側(cè)漏感的選擇

同移相全橋ZVS PWM 變換器一樣，在超前橋臂開關(guān)過程中，用來實現(xiàn)ZVS 的能量是一次側(cè)漏感能量和折算到一次側(cè)的濾波電感能量之和，一般認為濾波電感Lf 很大，因此超前橋臂容易實現(xiàn)ZVS。所以，漏感的選擇主要考慮滯后橋臂是否能實現(xiàn)ZCS，即在滯后橋開關(guān)管開關(guān)過程前使一次側(cè)電流復位到零。復位期間，一次側(cè)電流近似線性減小，即有

3 驗證實例和試驗結(jié)果分析

為了驗證所提出電路方案的正確性，用PSPICE 軟件對電路進行了仿真分析，并進行了實驗驗證。仿真和實驗所用的參數(shù)為：輸入直流電壓Vin=300 V;輸出直流電壓V0=20 V;變壓器變比n=6.5;變壓器一次側(cè)漏感Llk=2.5 滋H(根據(jù)式(12)計算值為2.55 滋H);隔直電容Cb=1.5 滋F(根據(jù)式(8)計算值為0.5 滋F);開關(guān)管并聯(lián)電容C1=C2=6.8 nF(根據(jù)式(6)計算值為10 nF，開關(guān)管結(jié)電容為2.9 nF，因此取6.8 nF);并聯(lián)二極管選取DSEI30-06A;輸出濾波電感Lf=50 滋H;輸出濾波電容Cf=5 000 滋F;開關(guān)管MOSFET選取SPW47N60S5;開關(guān)管IGBT選取IXGH30N60B;輸出整流二極管選取DSEI60-02A;開關(guān)頻率fs=80 kHz。仿真波形如圖3 所示，實驗波形如圖4所示。

從圖3(a)可以看出，超前橋臂的MOSFET 實現(xiàn)ZVS 開通和關(guān)斷;圖3(b)所示的滯后橋臂的驅(qū)動波形及電流波形表明，IGBT即使工作在80 kHz時，也可以很好的實現(xiàn)ZCS;圖3(c)表明，在隔直電容電壓vcb作用下一次側(cè)電流快速復位到零，為滯后橋臂實現(xiàn)零電流開關(guān)提供了條件;圖3(d)所示二次側(cè)電壓波形和變壓器一次側(cè)電壓波形相比，占空比丟失很小。

4 結(jié)語

本文提出的新的移相全橋ZVZCS PWM DCDC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)，綜合利用了MOSFET 和IGBT 的優(yōu)點，既保留了傳統(tǒng)ZVZCS PWM DC-DC變換器二次側(cè)占空比丟失小，在很大負載和輸入電壓變化范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS 等優(yōu)點，又具有較高的開關(guān)頻率。特別是隨著高速IGBT的發(fā)展，電源的頻率可以做得更高，對提高移相全橋ZVZCS PWM DC-DC 變換器的效率和功率密度等具有重要研究價值。