1 引 言

目前，電動汽車的驅動有直流電機、交流感應電機、永磁無刷電機和磁阻電機。交流電機以其體積小，結構簡單，堅固耐用，運行可靠，制造成本低和易于維護等優(yōu)點，以及交流變頻調速技術所具有的優(yōu)異調速性能、高效率、高功率因數(shù)和節(jié)能等特點，而得到了廣泛的應用。變頻調速系統(tǒng)通常采用正弦脈寬調制(SPWM)和空間矢量脈寬調制(SVPWM)，以控制功率器件的通斷。SPWM著眼于使的輸出電壓盡量接近正弦波，其缺點是電壓利用率低。從電機的角度出發(fā)，SVPWM技術著眼于如何使電機獲得幅值恒定的圓形磁場。SVPWM根據的不同模式產生的實際磁通去逼近基準磁通圓。不但能達到較高的控制性能，而且具有轉矩脈動小，噪聲低，電壓利用率高等優(yōu)點，因此在調速系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。該系統(tǒng)采用作為控制芯片而產生SVPWM波，以控制開關管的導通和關斷。此外，采用容易實現(xiàn)，且性能較優(yōu)的速度閉環(huán)轉差頻率控制法，以控制游覽車的電機。

2 SVPWM技術的原理

2.1 基本電壓空間矢量

圖1示出電動游覽車的逆變器主電路。規(guī)定當上橋臂的一個開關管導通時，開關狀態(tài)為1。此時，相應的下橋臂開關管關斷；反之亦然，開關狀態(tài)為0。3個橋臂只有1或0的狀態(tài)，因此由3個橋臂的開關狀態(tài)a，b，c可形成000～111的8種開關模式。其中，000和111的開關模式為零狀態(tài)，其它6種開關模式可提供有效的輸出電壓?？臻g矢量的基本思想就是用這8種開關模式的組合來近似電機的定子電壓。

由上述假定可推導出三相逆變器輸出的線電壓矢量[UAB，UBC，UCA]T與開關狀態(tài)矢量[a，b，c]T的關系為：

式中 Udc--直流輸入電壓

三相逆變器輸出的相電壓矢量[UA，UB，UC]T與開關狀態(tài)矢量[a，6，c]T的關系為：

將開關狀態(tài)矢量a，b，c的8種開關組合代入式(2)，可求出UA，UB，UC在8種狀態(tài)下各自對應的電壓，然后把在每種開關模式下的相電壓值代入u=uA+uB+uC就可依次求出8種開關模式下的相電壓矢量和相位角。圖2示出這8個基本電壓矢量的位置。

上述相電壓值都指三相A，B，C平面坐標系中的值．為了計算方便，在DSP程序計算中需將其轉換到O，α，β平面坐標系中。如果選擇在兩個坐標系中，電機的總功率將保持不變，作為兩個坐標系的轉換原則，則采用下述轉換方式：

根據式(3)可將前面算出的各開關模式下對應的相電壓轉換至O,α，β坐標系中的分量。各基本矢量轉換至O，α，β坐標系后的對應分量如圖2所示。

2.2 磁鏈軌跡的控制

有了含6個有效矢量和2個零矢量的這8個基本電壓空間矢量后，就可根據這些基本矢量合成盡可能多的電壓矢量，以形成一個近似圓形的磁場。圖3示出一種電壓空間矢量的線性時間組合方法。輸出的參考相電壓矢量Uout的幅值代表相電壓的幅值，其旋轉角速度就是輸出正弦電壓的角頻率。Uout可由相鄰的兩個基本電壓矢量Ux和Ux±60的線性時間組合來合成，如：

在每一個TPWM期間都改變相鄰基本矢量的作用時間，并保證所合成的電壓空間矢量的幅值都相等，因此當TPWM取足夠小時，電壓矢量的軌跡是一個近似圓形的正多邊形。

在合成電壓空間矢量時，由于對非零矢量Ux和Ux±60的選擇不同，以及零矢量的分割方法也不同，因而會產生多種電壓空間矢量的PWM波。目前，應用較為廣泛的是七段式電壓空間矢量PWM波形，其Ux和Ux±60的選擇順序如圖2所示。

2.3 T1，T2和T0的計算

根據式(4)，電壓空間矢量Uout可由Ux和Ux±60的線性時間組合來得到，則由圖3，且根據三角正弦定理有：

由式(5)和式(6)可解得：

式(7)和式(8)中，TPWM可事先選定；Uout可由U／?曲線確定：θ可由電壓角頻率ω和nTPWM的乘積確定。因此，當Ux和Ux±60確定后，就可根據式(7)和式(8)確定T1和T2。最后再根據確定的扇區(qū)，選出Ux和Yx±60即可。

為了使每次狀態(tài)轉換時，開關管的開關次數(shù)最少，需要在TPWM期間插入零矢量的作用時間，使TPWM=T1+T2+T0。插入零矢量不是集中的加入，而是將零矢量平均分成幾份，多點的插入到磁鏈軌跡中，這不但可使磁鏈的運動速度平滑，而且還可減少電機的轉矩脈動。

2.4 扇區(qū)號的確定

將圖2劃分成6個區(qū)域，成為扇區(qū)。每個區(qū)域的扇區(qū)號已在圖中標出。確定扇區(qū)號是非常重要的，因為只有知道Uout位于哪個扇區(qū)，才知道選用哪一對相鄰的基本電壓空間矢量合成Uout。下面介紹一種確定扇區(qū)號的方法，即當Uout以O，α，β坐標系的分量形式Uoutα，Uoutβ給出時，先計算Uref1=Uβ，,再用N=4sign(Uref3)+2sign(Uref2)+sign(Uref1)計算N值。式中sign(x)為符號函數(shù)，當x>0時，則sign(x)=1；當x<0時，則sign(x)=0。然后，根據N的值，查表l即可確定扇區(qū)了。

在每一個PWM周期中，各扇區(qū)中Ux和Ux±60的切換換順序如圖2所示。圖4示出七段式電壓空間矢量PWM波的零矢量和非零矢量在0扇區(qū)的施加順序及作用時間。

3 SVPWM的過調制處理

正常SVPWM調制波的電壓矢量的端點軌跡位于六邊形的內切圓內，見圖4。如果電壓矢量的端點軌跡位于六邊形的外接圓和外切圓之間時，SVPWM將出現(xiàn)過調制的暫態(tài)，這時若不采取措施，輸出電壓將會出現(xiàn)嚴重失真而增大電機的轉矩脈動，由此應避免電壓矢量進入該區(qū)。

一般的做法是對端點超出六邊形的部分進行壓縮，保持其相位不變，將其端點回至內切圓內。工程實現(xiàn)時，先判斷電壓矢量的端點軌跡是否超出外切六邊形，再計算T0，T1，T2，具體實現(xiàn)比較麻煩。一種簡單的實現(xiàn)方法是，首先計算出T1，T2，并判斷T1+T2>TPWM是否成立，若不成立，則保持T1，T2的值不變：若成立，則將電壓矢量的端點軌跡拉回至圓的外切六邊形內，假定此時的兩非零矢量作用時間分別為T1，T2，則可得：T1/T1=T2/T2，因此，T1，T2，T0可按T1=[T1/(T1+T2)]TPWM，T2=TPWM-T1，T0=0求得。

按上述方法即可生成所需的SVPWM波，并可得到所需的電壓矢量Uout。圖5示出過調制示意圖。

4 游覽車的控制原理及其實現(xiàn)

4.1 系統(tǒng)的組成和原理

圖6示出基于SVPWM的游覽車控制框圖。該系統(tǒng)采用轉速閉環(huán)的轉差頻率控制方法，可以控制游覽車以設定的速度行駛。系統(tǒng)的由DSP控制芯片、邏輯控制單元、司控臺通訊單元、各種信號檢測及速度采樣電路組成：主電路采用；牽引電機為三相異步電機。

系統(tǒng)對實際速度和給定速度實時采樣，計算轉差頻率，經過PI調節(jié)后的轉差頻率作為轉差給定，與實際的轉速相加得到此時的同步頻率?，然后根據U／?函數(shù)計算出電機的定子參考相電壓Uout，其幅值代表相電壓的幅值，其旋轉角速度就是輸出的正弦電壓角頻率。Uout的角度θ由同步電壓角頻率積分得到，SVPWM模塊根據Uout和電壓同步頻率?1生成PWM調制波形。

4.2 系統(tǒng)的軟件實現(xiàn)

軟件大體分為主程序和SVPWM中斷服務程序兩部分。主程序主要完成顯示以及與司機控制臺的通訊。圖7示出SVPWM中斷服務程序流程圖。主要完成電流、電壓的A／D轉換；實際速度和給定速度的檢測；SVPWM的波形生成。該系統(tǒng)采用了軟件生成SVPWM波形。其步驟是：①根據實際轉速和給定轉差算出?1，并對?1積分得到θ；②根據壓頻函數(shù)算出Uout；有了上述值，可根據前公式計算出Uoutα，Uoutβ，Uref3，Uref2和Uref1；③確定扇區(qū)和計算T1，T2，T0；④判斷是否過調制，如果過調制，則重新計算T1，T2，T0；⑤更新比較寄存器的值，中斷服務程序完畢。

5 試驗波形及結論

圖8示出逆變器輸出的相電流is和線電壓uab，波形。電流的有效值為23.27A，頻率為24.78Hz。由圖可見，電流波形為良好的正弦波。

該系統(tǒng)采用 DSP作為控制芯片，實現(xiàn)了轉差頻率控制策略，并用軟件法生成SVPWM波形控制游覽車的逆變器，實現(xiàn)了電動游覽車所要求的恒轉矩啟動、恒功率運行的牽引特性。該系統(tǒng)具有控制策略簡單，系統(tǒng)穩(wěn)定性好，動態(tài)響應快，牽引力大，加速性能和制動性能好的特點。