為執(zhí)行長(zhǎng)期監(jiān)視任務(wù)的便攜式遙測(cè)系統(tǒng)供電，向人們提出了有趣的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。電池不適合于某些關(guān)鍵性應(yīng)用，且在這些環(huán)境中，設(shè)計(jì)人員一般用無(wú)線感應(yīng)鏈路來(lái)傳輸功率與數(shù)據(jù)。感應(yīng)鏈路由一個(gè)驅(qū)動(dòng)固定初級(jí)線圈的射頻發(fā)射器與一個(gè)為便攜式裝置提供電源的松耦合次級(jí)線圈組成。對(duì)設(shè)計(jì)工程師來(lái)說(shuō)，測(cè)量發(fā)射功率相當(dāng)重要，因?yàn)樗鼤?huì)限制設(shè)計(jì)人員可包含至便攜式裝置中的電路數(shù)量。但不幸的是，傳統(tǒng)測(cè)試設(shè)備不適合執(zhí)行該任務(wù)，因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)電壓探頭會(huì)拾取初級(jí)線圈上感應(yīng)的噪聲，且在某些應(yīng)用中，便攜式裝置密封在一個(gè)不能接入電纜或探頭的小盒子中。

圖1所示電路可減少噪聲效應(yīng)，因其VFC（電壓－頻率轉(zhuǎn)換器）可產(chǎn)生對(duì)噪聲進(jìn)行積分或取平均的PPM（脈沖位置調(diào)制）輸出信號(hào)VOUT。此外，該設(shè)計(jì)還利用“負(fù)載調(diào)制”來(lái)消除有線連接。當(dāng)PPM信號(hào)驅(qū)動(dòng)MOSFET開(kāi)關(guān)Q1時(shí)，開(kāi)關(guān)會(huì)連接一個(gè)由D2及次級(jí)線圈LS兩端的串聯(lián)電阻器RSF及RSV組成的附加負(fù)載網(wǎng)絡(luò)。負(fù)載調(diào)制接收器連接至初級(jí)線圈并恢復(fù)PPM信號(hào)。當(dāng)您用表面貼裝元件來(lái)構(gòu)建時(shí)，VFC電路僅占用238 mm2的電路板面積。
　　
為了解該電路的工作原理，我們假設(shè)一個(gè)125kHz的正弦磁場(chǎng)在次級(jí)線圈LS中感應(yīng)出大約4V ~ 16V的電壓。為提高功率轉(zhuǎn)換效率，LS與CS構(gòu)成一個(gè)負(fù)載系數(shù)QL大約為8的125kHz調(diào)諧回路。肖特基二極管D1對(duì)LS中感應(yīng)的電壓進(jìn)行整流，而C1則提供低通濾波。所得直流電壓VX為低壓差穩(wěn)壓器IC1供電，而IC1又給VFC IC2和負(fù)載電阻器RLF與RLV提供恒定的3V。微調(diào)電位器RLV將輸出電流設(shè)定為2.5mA ~13.5 mA。
　　
低壓差穩(wěn)壓器與VFC的總耗電流為數(shù)十微安，與輸出電流相比可忽略不計(jì)。因此，IIN近似等于IL。下面公式1表示感式電源所產(chǎn)生的直流輸出功率：

（公式1）
　　
式1顯示的輸出電流為常數(shù)，故直流輸出功率PX與直流輸出電壓VX成正比。在通過(guò)RLV設(shè)置已知的初始輸出電流的調(diào)整后，您即可通過(guò)測(cè)量由VFC數(shù)字化的傳輸直流電壓來(lái)測(cè)試感應(yīng)式電源的輸出能力。為減少功耗、元件數(shù)與印制電路板面積，可用一個(gè)由RC、RD及C5組成的簡(jiǎn)單無(wú)源積分網(wǎng)絡(luò)來(lái)取代構(gòu)成典型VFC輸入級(jí)的傳統(tǒng)運(yùn)放積分器。
　　
VFC產(chǎn)生一個(gè)上升沿斜率與積分電容器C5兩端的電壓VX成正比的恒定幅度鋸齒波電壓。當(dāng)電容器兩端電壓達(dá)到一個(gè)高參考電壓時(shí)，開(kāi)關(guān)Q2迅速將電容器放電至一個(gè)低參考電壓。此動(dòng)作產(chǎn)生一個(gè)頻率與輸入電壓VX成正比的自由振蕩波形。一個(gè)由比較器IC2、正向反饋網(wǎng)絡(luò)R1、R2與C3、以及電源電壓分配器R3、R4、C4組成的同相施密特觸發(fā)器，定義了高、低電平參考電壓，如公式2及公式3所示：

（公式2）
（公式3）
　　
公式3表明，為將積分電壓復(fù)位至大約0V，R1值必須稍低于R2值。利用E12串聯(lián)電阻器的標(biāo)準(zhǔn)值并考慮功耗限制，選擇R1值為8.2 MΩ及R2值為10 MΩ。并分別用這些值來(lái)代替公式2及公式3中的值：

（公式4）
　　
為了解VFC的工作原理，假設(shè)在啟動(dòng)時(shí)電容器C5充分放電。因此，比較器IC2的輸出VOUT為低、且MOSFET開(kāi)關(guān)Q1與Q2關(guān)閉。在這種情況下，通過(guò)RC及RD的電流開(kāi)始以時(shí)間常數(shù)tC=(RC+RD)×C5對(duì)C5充電至VX。當(dāng)電容器C5的電壓在時(shí)間tX達(dá)到施密特觸發(fā)器的上限閾值電壓時(shí)，比較器輸出VOUT上升至VDD并接通MOSFET開(kāi)關(guān)Q1與Q2。開(kāi)關(guān)Q2以時(shí)間常數(shù)tD≈RD×C5通過(guò)RD為C5放電。同時(shí)，Q1產(chǎn)生一個(gè)負(fù)載調(diào)制脈沖。
　　
當(dāng)VC=VTL時(shí)，比較器輸出降至0，恢復(fù)初始狀態(tài)并重復(fù)該過(guò)程。如圖2中的跡線1所示，電路行為就像一個(gè)自由振蕩器，其中C5兩端的電壓在施密特觸發(fā)器的閾值電壓之間上升和下降。假設(shè)放電時(shí)間常數(shù)tD遠(yuǎn)小于充電時(shí)間常數(shù)tC，則放電時(shí)間tON明顯小于積分時(shí)間tX。如圖2中的跡線2所示，比較器輸出提供一個(gè)具有大約320ms短脈沖的PPM信號(hào)。

公式5及公式6分別為計(jì)算波形tX與tON脈寬的完整表達(dá)式：

（公式5）

（公式6）
　　
這些公式雖對(duì)于設(shè)計(jì)圖1中的VFC很有用，但對(duì)電路的整體傳輸函數(shù)來(lái)說(shuō)不夠直觀。您可以運(yùn)用以下近似來(lái)簡(jiǎn)化計(jì)算：由于tX>>tON，因此PPM輸出頻率近似為fX≈1/tX。正常工作時(shí)，與施密特觸發(fā)器的閾值電壓相比，VX達(dá)到一個(gè)相對(duì)較高值，且您可以將電容器C5的充電規(guī)率線性化為一條斜率恒定的斜線（公式7）：

（公式7）
　　
根據(jù)公式4，施密特觸發(fā)器的高、低閾值電壓分別為VTH≈VDD及VTL≈0V。利用這些近似值，PPM輸出頻率可簡(jiǎn)化為：

（公式8）
　　
公式8表明，正如圖3在實(shí)驗(yàn)上證實(shí)的，圖1所示電路呈現(xiàn)為一個(gè)電壓－頻率傳輸函數(shù)（或傳遞函數(shù)）。VFC的功耗較低，例如，在12V直流電壓上 ，VFC的電流消耗約為36mA。