除了瞬時功率外，平均和RMS功率值也是非常重要的。所有全模擬電路可以實現(xiàn)這些指標的測量。
對于電機或伺服器這些需要精確監(jiān)視或調(diào)節(jié)負載耗散功率的產(chǎn)品來說，可以通過計算負載電壓和電流的乘積來測量實際功率。但如果電壓電流為高頻波時，測量相應(yīng)的功率并非易事，這就是脈寬調(diào)制(PWM)電機所面臨的問題。PWM電機驅(qū)動使用的控制信號頻率通常為數(shù)面千赫。一般來說，平均和RMS功率輸出比用功率測量電路得到的高頻瞬時功率更有用。LT1256增益控制放大器和LTC1968高帶寬RMS-DC轉(zhuǎn)換器可從快速變化的電壓和電流中獲得瞬時及真正的RMS功率。圖1至圖5列舉了用功率電路測量H橋PWM電機驅(qū)動器的耗散負載功率。圖1為H橋，即四個開關(guān)組成的形狀像字母H的網(wǎng)絡(luò)。
圖1: 典型H橋方框圖
其中包括調(diào)節(jié)負載電壓的兩套開關(guān)、一個無刷直流電機。方波信號的占空比代表負載上的平均電壓，即無刷直流電機的平均電壓。因此，改變占空比即可改變電機軸的速度和方向。電機的電流大小隨電機軸的機械阻力(電機負載)變化。
LT1995和LT1991精密增益放大器用不同方式測量電機的電壓和電流(分別為圖1和圖3所示)。
圖2: LT1995和一對LT1632，直流電機的動態(tài)電壓范圍達±50V。
圖3: LT1991測量小感應(yīng)電阻的電壓，共模輸入擺動范圍達±60V。
盡管共模信號(H橋的電源電壓)很大，由于這些放大器具有高共模抑制特性，因此仍可精確測量電壓和電流。LT1632逆變器將電壓信號衰減至LT1995的輸入共模范圍內(nèi)。共同使用LT1632s和LT1995產(chǎn)生的輸出電壓ΔV是負載電壓的0.1倍。
當增益為1時，LT1991共模范圍大(±60V)，因此LT1013放大器為LT1991輸出提供增益。聯(lián)合使用LT1991和LT1013則可產(chǎn)生十倍于感應(yīng)電阻電壓的輸出電壓VI。電壓電流部分的增益(分別為0.1倍和10倍)可任意選擇以獲得簡單的數(shù)學(xué)關(guān)系，也可根據(jù)需要更改。
LT1991的低通RC網(wǎng)絡(luò)衰減100kHz(諧波)饋通，進一步提高電路的高頻共模抑制。由于電機線圈電感高，限制了電機電流的帶寬(帶寬限制量與電機型號相關(guān)，但不會接近100KHz)，因此濾波時不會損失有用信息。感應(yīng)電阻小，相應(yīng)的電流感應(yīng)電壓隨之減小，從而可限制電路的動態(tài)范圍，因此如果必要的話可提高LT1013的增益。當增益較高(大于100)時，需要用更大帶寬的變壓器替代LT1013。
圖4所示為LT1256如何結(jié)合分離的電壓電流信號產(chǎn)生電路的瞬時功率。
圖4: 直流偏置放大器相應(yīng)音頻信號的交流和直流分量
LT1256可采用乘法配置，一個放大器的增益為1.25，另一個的增益－1.25。VC引腳由LT1013的輸出控制，可在該范圍內(nèi)線性選擇電壓增益。LT1790參考電壓和LT1013的另一半控制VC引腳的輸入范圍為±1.25V。LT1256的增益等于VC引腳電壓(例如，如果VC引腳的電壓為－0.5 V，增益即為－0.5)。換言之，LT1256電路的表達式(參考圖1)為:
LT1256OUTPUT = V×I 當－1.25V ≤I≤1.25V時
瞬時功率波形衰減十倍，并輸入到LTC1968，這樣直流輸出與RMS功率成正比(圖5)。
圖5: LTC1968 RMS-DC轉(zhuǎn)換器的性能高達500kHz，可將圖4的瞬時功率波形轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷鬏敵觥?/em>
因為LTC1968需要電壓低于1V以確保精確度，因此需要衰減LTC1968電壓。電路的總增益為：
PINSTΔV×VI
PRMS (DC) = 0.1×ΔV×VI
RMS輸出電壓相對電機功率為：
PRMS (DC) = (AV×RSENSE×AV,1013×100) mV/WRMS
這里，
AV,1632 = LT1632的衰減(V/V),
AV,1013 = LT1013增益 (V/V)
RSENSE = 感應(yīng)電阻值(Ω)
電路帶寬和電壓額定值
電壓測量部分的帶寬(LT1632和LT1995)為8.7MHz，100kHz方波輸入的保真性好。LT1632的輸出擺動限制共模電壓(H橋電源電壓)低于45V。增大LT1632的衰減還可擴大此范圍(用100kΩ電阻替代10kΩ可使衰減提高十倍，這樣共模輸入范圍可達450V)。
電流測量部分(LT1991和LT1013)帶寬為10kHz，其范圍是由RC低通濾波器(LPF)網(wǎng)絡(luò)限制。因為直流電機線圈電感大，大共模電壓可能會導(dǎo)致100kHz紋波電流，像LT1991，因此選擇這一范圍以抑制紋波電流。即使是電阻匹配良好的LT1991在100kHz時CMRR也僅為40dB。因此，LPF帶寬的選擇是在通過實際電流紋波與衰減來自LT1991共模雜散信號兩者間權(quán)衡。LT1991的輸入電壓范圍將共模電壓限制為60V，但可以通過兩個輸入端的精確匹配分阻網(wǎng)絡(luò)擴展這一范圍。LT1256的VC引腳將LT1013的有用輸出范圍限制為{{1.25V，這樣電機上的電流不超過(0.125×RSENSE)。對大電流情況，需要使用小感應(yīng)電阻。圖6a為功率測量電路的電壓、電流和瞬時網(wǎng)絡(luò)波形。
圖6a: PWM驅(qū)動占空比為60%的功率測量電路波形、0.1感應(yīng)電阻和小電機電阻。軌跡1為電壓，軌跡2為電流，軌跡3為瞬時功率。
軌跡1(頂端)為通過0.1V/V增益后，電機上的差分電壓。軌跡2 (中間)為通過增益1V/A的電機電流。軌跡3(底部)為電機的實際瞬態(tài)功耗，增益為0.1V/W。這些功率測量電路波形是相對占空比為60%的PWM驅(qū)動、0.1Ω感應(yīng)電阻和小電機電阻的情況。RMS功耗為5.9mV (590mW)，是通過高阻抗電壓計測得的。圖6b所示為相同的三種小型，但電機軸的負載(阻抗)增大了。
圖6b: 大電機電阻，占空比60%、感應(yīng)電阻0.1Ω。軌線1是電壓。軌線2為電流，軌線3為瞬時功率。
該圖對應(yīng)的是大電阻電機的情況，占空比仍為60%，感應(yīng)電阻為0.1Ω。同樣，軌線1為電壓，軌線2為電流，軌線3為瞬態(tài)功率。值得注意的是，當負載增大，平均電機電流也相應(yīng)增大(從絕對意義而言)。用高阻抗電壓計測得的RMS功耗為20mV (2瓦)。
毫無疑問，由于電機電流增大，電機平均功耗也隨之提高。
電路精確性
功率測量電路的增益精確性取決于LT1256和圖4中電阻的精度。LT1256在商用溫度范圍內(nèi)(0℃至70℃)最大增益誤差為3%。使用0.1%金屬薄膜電阻或匹配電阻網(wǎng)絡(luò)用于電路的增益設(shè)置和電壓衰減，可使增益誤差優(yōu)于4.5%。
本文介紹的功率測量電路可以測量高頻PWM驅(qū)動電機或其它任何高頻功率測量產(chǎn)品中的功耗。對低頻產(chǎn)品，可用LTC1966或LTC1967替代LTC1968。
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