時鐘可調(diào)、基于濾波器的正弦波發(fā)生器

    可使一個封閉在反饋環(huán)路中的諧振器產(chǎn)生振蕩。圖 1 中的正弦波發(fā)生器就利用了這一點(diǎn)，從而免除了增設(shè)一個振幅控制環(huán)路的需要。這種在里根 (Regan) 諧振帶通環(huán)路的基礎(chǔ)上略做修改而成的電路是時鐘可調(diào)的，并可產(chǎn)生正弦和余弦輸出。

圖1 Regan 諧振帶通環(huán)路

    LTC1060 開關(guān)電容濾波器被構(gòu)建為一個 Q = 10 的時鐘可調(diào)型帶通濾波器。O1 把該濾波器的頻率設(shè)定為 100kHz，從而生成了一個 1kHz 通帶。利用正弦輸出來進(jìn)行開關(guān)操作的 C1 以再生的形式向?yàn)V波器輸入提供方波驅(qū)動信號。該環(huán)路是自保持型的，因而在指示點(diǎn)上產(chǎn)生了連續(xù)的正弦波輸出。 C1 輸出的齊納橋接箝位作用穩(wěn)定了施加至濾波器的方波振幅，實(shí)現(xiàn)了正弦波輸出的穩(wěn)定。 這種形式的振幅控制去除了 AGC 環(huán)路穩(wěn)定時間以及潛在的不穩(wěn)定性。可通過改變 O1 的時鐘頻率來實(shí)現(xiàn)帶通調(diào)諧，而且在調(diào)諧期間以及調(diào)諧之后不會發(fā)生振幅移位。

    圖 2 示出了工作波形。對 C1 的箝位輸出 (掃跡 A) 做出響應(yīng)的帶通濾波器產(chǎn)生了正弦 (掃跡 C) 和余弦 (掃跡 B) 輸出。以濾波器時鐘殘留為主的失真 (掃跡D)為 2%。

    圖 2：對 C1 的環(huán)路強(qiáng)制激勵脈沖 (齊納箝位輸出，掃跡 A) 做出響應(yīng)的帶通濾波器產(chǎn)生了正弦 (掃跡 C) 和余弦 (掃跡 B) 輸出。以開關(guān)電容濾波器時鐘殘留為主的失真 (掃跡 D) 為 2%

時鐘可調(diào)、基于存儲器的正弦波發(fā)生器

    該電路通過對一個正弦編碼查表存儲器進(jìn)行連續(xù)定時來生成一個可變頻率正弦波。由一個 DAC 把該存儲器的狀態(tài)轉(zhuǎn)換為模擬輸出。這種方法的一個優(yōu)點(diǎn)是其能夠?qū)︻l率和振幅變更命令做出快速、高保真的響應(yīng)。

    被設(shè)定為由其數(shù)字控制輸入規(guī)定的 3 種輸出頻率之一的 O1 負(fù)責(zé)對74HC191 計(jì)數(shù)器進(jìn)行定時 (圖3)。這些計(jì)數(shù)器給負(fù)載并聯(lián)了一個專為產(chǎn)生 8 位 (256 種狀態(tài)) 數(shù)字編碼正弦波而編程的 2716 EPROM。由 Sean Gold 和 Guy M. Hoover 開發(fā)的該程序示于圖 4。2716 的并行輸出被饋送至一個 DAC，以產(chǎn)生模擬輸出。

    圖 3：計(jì)數(shù)器驅(qū)動型正弦編碼存儲器通過 D/A 轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生了 0.75% 的失真正弦波。受控于數(shù)字輸入的 LTC1799 振蕩器頻率設(shè)定了輸出頻率

圖 4：用于存儲器的正弦波生成代碼

    圖 5 中的掃跡 A 為正弦波輸出，在該場合中被調(diào)諧至 60Hz。表現(xiàn)為掃跡B 的失真主要由時鐘殘留構(gòu)成，大小約為 0.75%。在圖 6 中，數(shù)字輸入突然把輸出頻率改為 400Hz，然后迅速地將其恢復(fù)至 60Hz。這些頻率移位簡潔利落，沒有外來分量或不利的特性。通過驅(qū)動 DAC 的基準(zhǔn)輸入來完成的振幅移位 (見 LTC1450 數(shù)據(jù)表)具有相似的良好工作特性。如圖 7 所示，掃跡 B 的振幅準(zhǔn)確地響應(yīng)了掃跡 A 的 DAC 基準(zhǔn)輸入階躍。如前所述，沒有控制環(huán)路時間常數(shù)有助于實(shí)現(xiàn)無劣化的響應(yīng)。

圖 5：正弦波輸出(掃跡 A)及其失真(掃跡 B)。與時鐘相關(guān)的分量在失真中很明顯

圖 6：快速振蕩器頻率移位實(shí)現(xiàn)了簡潔利落的正弦波輸出頻率變更

圖 7：掃跡 B 的正弦波振幅即時且準(zhǔn)確地響應(yīng)了 DAC 基準(zhǔn)輸入階躍 (掃跡 A)