很多情況下，因為基站與移動設(shè)備不平衡連接的緣故，從基站到移動設(shè)備的信號強度和傳輸距離都要超過移動設(shè)備向基站的反向傳輸，并且由干天線與基站間的反饋損耗，使得這種不平衡性變得更大。為了改善這種不平衡性，擴大基站接收的覆蓋面，最直接的解決方案是加裝塔裝放大器tma或masthead放大器。而tma中最重要的模塊lna(如圖1所示)對接收的信號具有選頻功能，并把選頻后的信號進(jìn)行低噪聲放大，使系統(tǒng)靈敏度增強，覆蓋半徑增大。
　　
　

　　1 lna的設(shè)計
　　1．1 lna結(jié)構(gòu)選擇
　　通常，在lna的設(shè)計中主要考慮低噪聲系數(shù)(nf)、足夠的增益(g)和絕對的穩(wěn)定性。對于本文tma放大器中l(wèi)na設(shè)計的實際技術(shù)規(guī)范要求如表1所示。同時要求所使用的lna結(jié)構(gòu)滿足良好的輸入輸出匹配，保證lna的穩(wěn)定性，兼顧到功分／合路網(wǎng)絡(luò)的低損耗、幾何尺寸小，工作帶寬內(nèi)良好的相位和幅度匹配，足夠的工作帶寬(涵蓋在1．95ghz左右)，符合cdma標(biāo)準(zhǔn)上行頻率。據(jù)此選擇了以平衡結(jié)構(gòu)為特征的lna結(jié)構(gòu)(如圖2)。這種平衡結(jié)構(gòu)的重要特性是：它較單階放大器的截點高出一倍，并以標(biāo)準(zhǔn)50Ω實現(xiàn)輸入輸出匹配，在某一路硬件失效時電路的冗余設(shè)計可保證系統(tǒng)的正常運行。但通常增益減少6db。
　　

        為使圖2中的lna模塊噪聲系數(shù)、截點和增益達(dá)到表1中的各項指標(biāo)，設(shè)計漏極電流id=60ma。同時，要求單個放大元件在此偏置點的工作性能達(dá)到優(yōu)于表1的規(guī)范值。由于e-phemt元件atf-54143在電流id=60ma下，具有最佳的截點(ip3)和最小噪聲系數(shù)fmin漏源極電壓vds為3v時，具有稍高的增益；偏置是+5v穩(wěn)定電壓，所需單極性+3v電壓更具有優(yōu)勢，因此選擇其作為放大元件。
　　
　　1．2偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計和源端接地電感處理
　　1．2．1 偏置及匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計
　　
　　atf-54143的偏置網(wǎng)絡(luò)是根據(jù)元件的靜態(tài)工作點和輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計得出。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)則由元件的最佳噪聲反射系數(shù)topt為主來決定，以求得噪聲系數(shù)nf降到最??；輸出匹配則要求共軛匹配，以求得最大功率輸出，保證有足夠的增益，兩者都在smith圖上實現(xiàn)輸入輸出至50Ω的匹配。首先，元件的偏置以電阻r1和r2(見圖3)組成的分壓器實現(xiàn)，分壓器的電壓取自漏極電壓，并為電路提供電壓負(fù)反饋，以維持漏極電流的恒定，r3為漏柵極的限壓電阻。r1，r2，r3的計算值見式(1)。
　　
　

　　式(1)中，ids是所需漏極電流，ibb是流經(jīng)r1和r2所組成的電壓分配網(wǎng)絡(luò)的電流，當(dāng)ibb至少10倍于最大柵極漏電流時，其值可達(dá)到2ma,同時由vdd=5v，vds=3v，id=60ma，vgs=0．56v，得至r1=270dΩ，r2=1150Ω，r3=30．8Ω。
　　
　　電阻r4為低頻阻性終端，使得電路工作在低頻時能夠提高其穩(wěn)定性。電容c3則為r4提供了一個低頻旁路通路，另外加入r5主要是給柵極加上一個限流功能(r5大約為10kΩ左右)，當(dāng)元件工作在p1db或psat點附近時，這種限流作用就尤為重要。
　　
　　因規(guī)范要求nf最大值只有1db，為實現(xiàn)放大器的最佳噪聲匹配，網(wǎng)絡(luò)采用高通阻抗匹配。放大電路原理圖如圖3所示，它的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)由一個串聯(lián)的電容c1和兩個并聯(lián)的電感l(wèi)1和l2組成。因電路損耗將直接與噪聲系數(shù)相關(guān)，這樣l1和l2的高q值則變得非常重要。短路電感l(wèi)1能夠在低頻端提供增益衰減，同時又與c1一起作為輸入匹配阻抗的一部分，c1同時要作為直流隔斷電容。l2還要為phemt做偏置電感，在柵極加入電壓偏置，它要求有一個好的旁路電容c2。這個網(wǎng)絡(luò)是對于低噪聲系數(shù)、輸入回波損耗和增益都加以兼顧考慮的方案，電容c2、c4保證帶內(nèi)的穩(wěn)定性，低頻端電阻r3、r4作為阻性終端以保證低頻時系統(tǒng)的穩(wěn)定性。輸出高通匹配網(wǎng)絡(luò)由c4和l3組成，分路電感l(wèi)3的作用與l2相同，作為phemt管偏置載入電感，在漏極偏置。

　　
　　1．2．2源端接地電感處理
　　
　　提高lna的性能常通過控制源端電感l(wèi) l1和l l2的大小實現(xiàn)，其量值一般只有十分之幾納亨。l l1和l l2實際上只是非常短的傳輸線，它們位于每個源端與地之間，作為電路的串聯(lián)負(fù)反饋，其反饋量對于帶內(nèi)帶外的電路增益、平穩(wěn)性和輸入輸出回波損耗有著巨大的作用，在實際電路源端電感要做適量的調(diào)節(jié)。放大器pcb板的設(shè)計考慮到源端的電感量是變化的。當(dāng)每個源端與微帶相連時，沿著微帶線的任何一點都可以連接到地端，要得到最低的電感值，只需在距元件源端最近的點上將源端焊盤與地端相連，并只有非常短的一段蝕刻。放大器的每一段源端蝕刻與相應(yīng)的地端相連的長度大約有0．05英寸(是從源端邊緣與其最近的第一個地過孔邊緣間測得)，剩余并末使用的源端蝕刻可切斷除去。通常，過大的源極電感量值所帶來的邊緣效應(yīng)表現(xiàn)為超高頻端的增益值出現(xiàn)峰化及整體的合成振蕩。為避免這種情況，在初始lna的設(shè)計原型階段，盡量準(zhǔn)確地確定源端電感的量值，并且仿真中也要調(diào)節(jié)源端電感量的大小，找出最優(yōu)值優(yōu)化lna性能。
　　
　　1．3線性和非線性仿真分析
　　放大電路原理圖如圖3所示。模擬分析要以每個元件的模型來載人仿真軟件ads。atf-54143的模塊化文件是一個雙端口s參數(shù)且為touchstone格式的文件，ads模擬軟件中sparams_wnoise模板可以實現(xiàn)模擬控制。在系統(tǒng)穩(wěn)定性前提下，當(dāng)電路元件載入到模擬電路中時，電路越詳盡則模擬結(jié)果就越精確，越精確的模擬結(jié)果為實際的放大器電路的布局提供更為精確的數(shù)據(jù)。傳輸線模型的實現(xiàn)可以用元件庫中得到的各種微帶線實現(xiàn)，并且片電容和片電阻的關(guān)聯(lián)電感也都載人到模擬電路中，這時全部微帶部分都可設(shè)置為厚度為0.31英寸、型號為fr-4的材料板上。
　　
　　混合耦合器2a1306-3的模型是基于四端口的touchstone線性s參數(shù)文件。它與微帶線部分、電路平衡放大器的輸入輸出部分及負(fù)載阻抗構(gòu)建起放大器的完整模塊結(jié)構(gòu)。運行模擬軟件，就要給出系統(tǒng)的仿真結(jié)果宜，以表明所需結(jié)構(gòu)的性能。模擬得到的nf、增益(g)、輸入輸出回波損耗結(jié)果如圖4、圖5、圖6所示。這些圖表示了lna在工作頻率范圍的性能。
　　
　　對于非線性模擬，常以諧波平衡模擬(hb)來實現(xiàn)。非線性模擬方法hb計算速度快，能夠處理分布元件和分立元件的電路，并很容易與更高階諧波及互調(diào)元件相容。atf-54143管的pldb和oip3模擬非線性模型是基于w．r．curtice模型，這個模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲)，對于截點的模擬則做出模擬預(yù)測結(jié)果比實際值要偏低。p1db和oip3的值如麥2所示：當(dāng)平衡lina放大器的oip3模擬結(jié)果為32．1dbm時，p1db則為20．8dbm，p1db的模擬結(jié)果與實樂的測量結(jié)果很接近，而oip3的模擬結(jié)果則偏低，實際均測量結(jié)果達(dá)到37dbm。
　　
　

　　1．4lna的穩(wěn)定性分析
　　除了能夠得出增益、nf、p1db和輸入輸出回波等重要參數(shù)外，軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設(shè)計穩(wěn)定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計算rollet穩(wěn)定性因子k和作穩(wěn)定性圓是兩種很容易做到的方法，它們可以明確地表示出穩(wěn)定性的數(shù)據(jù)。圖7示出的rollett穩(wěn)定因子k的模擬值．(k>1)表明：在1．9~2；．0ghz工作帶寬范圍，電路能夠?qū)崿F(xiàn)無條件穩(wěn)定。
　　
　

　　1．5實際設(shè)計的pcb電路
　　根據(jù)上述的設(shè)計及仿真結(jié)果，依照圖3所示的放大電路原理圖，可以進(jìn)行最后的實際布局。要使電路工作在1．92ghz~1．98ghz頻率范圍內(nèi)滿足規(guī)范值，pcb板的布局設(shè)計應(yīng)可以變化調(diào)節(jié)，即可加入或減掉某些元件，使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)可以調(diào)節(jié)匹配達(dá)到最佳，優(yōu)化電路性能?？紤]到實際應(yīng)用的廣泛性(同時也考慮設(shè)計中的其他因素的影響)，pcb板的蝕刻選擇在0．031英寸厚的fr-4材料上(正常條件下其er值是5．6)，lna的射頻布局主要準(zhǔn)則是電路必須保證平衡的結(jié)構(gòu)，且放大器的每條支路的路徑長度必須相等。如果長度不相同，結(jié)果則會影響信號的相位求和，并且輸出功率和ip3都要比預(yù)期值要低。為做到這點，下路的atf-54143逆時針旋轉(zhuǎn)了90°，這樣很容易把上下rf微帶通路復(fù)制出來，從而做到兩路完全相同、實現(xiàn)平衡。
　　
　　2實際測量結(jié)果 得到了完整的電路pcb板后，就要實際測量電路的各個參數(shù)，驗證設(shè)計的仿真結(jié)果是否與之相符，是否最終符合表1的設(shè)計技術(shù)規(guī)范。本文所采用的測試儀器是hp8753es網(wǎng)絡(luò)分析儀和hp8970b噪聲儀。圖8、圖9表達(dá)出放大器實測的nf和增益曲線，在帶寬為0．1ghz的頻率范圍內(nèi)nf的值在0．8db和1．0db之間，增益在1．97chz達(dá)到最大值15．5db，在1．99ghz達(dá)到了15．3db。由于nf是在實際pcb板外腔體內(nèi)測得的，包含了同軸連接器的損牦和二級噪聲損耗，其測量指標(biāo)表明實際的電路nf特性要稍差于模擬特性。圖10是輸入、輸出的回波曲線。當(dāng)頻點在1．96ghz時，輸入回波為18db，輸出回波達(dá)到22．5db，放大器的oip3在直流偏置vds=3v,id=60ma時測得值為37dbm，p1db為21．4dbm。電路在較低的偏置狀態(tài)下vds=3v，id=40ma放大器的nf和增益都沒有降低，只有oip3測出下降為36．5dbm。
　　
　

      從以上結(jié)果可以看出，lna放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能，完全滿足技術(shù)規(guī)范參數(shù)。
　　
　　本文給出了基于e-phemt管atf-54143和混合耦合器2a1306-3的射頻低噪聲放大器的設(shè)計、仿真分析與測試。測試結(jié)果表明，實際測得的lna技術(shù)指標(biāo)能夠與仿真結(jié)果較好地吻合，E-pHEMT管的低噪聲系數(shù)和高OIP3使它在高動態(tài)范圍電路設(shè)計上具有很大的優(yōu)勢，并且該放大器的技術(shù)指標(biāo)達(dá)到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規(guī)范要求，具有很好的應(yīng)用前景。