引言
PWM整流器是應(yīng)用脈寬調(diào)制技術(shù)發(fā)展起來的一種電源變流器,它能使輸入電流與電壓同相，從而使功率因數(shù)接近于1。在PWM整流器的控制中，直接電流追蹤型控制具有電流波形好、動態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點，它又可以分為滯環(huán)控制方式和固定開關(guān)頻率型控制。滯環(huán)控制結(jié)構(gòu)簡單，實現(xiàn)容易，但是存在開關(guān)頻率不固定的缺點。固定開關(guān)頻率型的電流控制克服了滯環(huán)控制的上述缺點，它將電流調(diào)節(jié)器輸出的信號與三角波比較生成PWM信號來對整流器進(jìn)行控制。這種控制方法的系統(tǒng)動態(tài)性能好，而且開關(guān)頻率固定，能減少器件的開關(guān)損耗和噪聲。但是，這種方法也存在一個原理上的不足，即存在電流跟蹤誤差較大的缺點。

固定開關(guān)頻率型電流追蹤控制的不足
以單相PWM整流器的控制為例，圖1為主電路結(jié)構(gòu)圖。輸入正弦波電壓，產(chǎn)生恒定直流輸出電壓Ud，UN(t)是PWM整流器的輸入端電壓，它是PWM控制下的脈沖波， iN(t)是從電網(wǎng)輸入PWM整流器的電流，T1~T4是開關(guān)管，D1~D4是整流二極管。通過對四個開關(guān)管進(jìn)行合適的PWM控制，就可以一方面保證輸出電壓Ud恒定，另一方面使輸入電流 與電網(wǎng)電壓 同相位，電流 的波形接近正弦波。
圖2為固定開關(guān)頻率型電流追蹤控制的原理框圖。該系統(tǒng)為一雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，給定的電壓指令與反饋的直流側(cè)電壓Ud相減后送入PI調(diào)節(jié)器，其輸出值乘以一個與電源電壓同相位的正弦信號后得到電流指令，再與輸入電流的反饋值iN相減，經(jīng)過P調(diào)節(jié)器后得到調(diào)制信號uR(t)。PWM開關(guān)信號即由該調(diào)制信號與三角載波比較產(chǎn)生，如圖3所示，圖中數(shù)字所指的線段表示相應(yīng)的開關(guān)管的導(dǎo)通階段。基于上述方法，對PWM整流器進(jìn)行控制，使其正常工作。但是，這種方法存在一個原理上的不足。假設(shè)整流器工作在理想的狀態(tài)，即實際電流iN完全跟蹤指令電流值，此時電流偏差為零，從而調(diào)節(jié)器的輸出值為零，即uR(t)=0。從圖3可以看出，此時圖中1、3段重合，2、4段重合，且各占1/2個三角載波周期。這表明，在前1/2個周期內(nèi)，整流器的T2、T4管同時導(dǎo)通，后1/2個周期內(nèi)，T1、T3管同時導(dǎo)通，即在任意時刻兩個橋臂都各有一個管子導(dǎo)通。因此電源一直處于短路狀態(tài)，電感持續(xù)儲能，這顯然與實際的情形不符。

方案的改進(jìn)
從上面的分析可以看出，這種控制方法的不足就在于，當(dāng)誤差電流為零時，調(diào)節(jié)器輸出的PWM波的占空比并不是整流器所需要的占空比。為此，在P調(diào)節(jié)器的輸出信號上疊加一個電壓信號，把疊加后的信號作為調(diào)制波，控制原理圖如圖4所示。疊加的信號必須滿足：當(dāng)誤差電流為零時，使得控制系統(tǒng)能輸出整流器所需的占空比的PWM波。因此，要確定，必須先求出在任意時刻整流器的占空比。對于一個PWM整流器來說，它工作在電網(wǎng)與輸出電壓反向串聯(lián)，共同給電感儲能的模式下的時間很少，可以忽略不計。假設(shè)整流器只工作在整流和電網(wǎng)短路兩種模式下。這樣，在任意時刻t，整流器都可以看作按照boost電路的工作方式在運行。以電源電壓的正半波為例，如圖5所示，在一個載波周期內(nèi)，T3、D1、D4組成一條boost支路，T2、D1、D4組成另一條boost支路，整流器由這兩個boost支路并聯(lián)構(gòu)成。兩個支路工作情況完全相同，分別工作半個載波周期。只取其中一個支路(由T2和D4組成)在半個載波周期內(nèi)的工作情況計算即可。這樣，可以設(shè)在半個載波周期內(nèi)開關(guān)管T2的導(dǎo)通比為：

其中，Ton為T2導(dǎo)通時間，Tc為載波周期。根據(jù)電感上的伏秒平衡原理，可以得到下式：

解之得：
(1)
又從圖6可以得到，
，其中2h為三角載波的峰-峰值，從圖3中可以看到，電源電壓的正半波<0時，在為零的情況下，=，所以，可以得到，
(2)
所以，由(1)、(2)式可以解得：
(3)
則由輸入網(wǎng)壓和輸出電壓Ud采樣值即可實時計算出需疊加的信號的值。
對于公式(3)，若令，則，為改進(jìn)周期平均模型控制方式中的單相電源電壓的放大倍數(shù)。

實驗結(jié)果
為了對上述方法進(jìn)行驗證，本文對改進(jìn)前和改進(jìn)后的固定頻率電流控制PWM整流器用Matlab進(jìn)行了建模和仿真，仿真參數(shù)分別為：
輸入電壓： AC 22V；
輸出電壓：DC 80V；
負(fù)載電阻R：16.67W。
仿真結(jié)果如圖7、8所示。
圖7為方案改進(jìn)前后指令電流與實際電流波形的比較，由圖可知，改進(jìn)后的電流跟蹤效果要明顯好于原有的固定頻率電流追蹤控制方式。圖8為改進(jìn)方案的輸入電壓、電流和輸出電壓波形。
最后，本文設(shè)計了以TI公司的TMS320F240為核心的數(shù)字控制系統(tǒng)，實驗部分參數(shù)如下。圖9為實驗波形。
輸入電壓：交流170V；
輸出電壓：直流300V；
輸出功率：360W；
工作頻率：2KHz。

結(jié)語
本文針對在PWM整流器控制中的固定頻率電流型控制方式的不足提出了改進(jìn)方法，克服了該方法原理上的不足。仿真和實驗結(jié)果都證明，改進(jìn)后的控制方案不僅具有原方案開關(guān)頻率固定、動態(tài)性能好的特點，而且還具有電流跟蹤誤差小的優(yōu)點。■