往期發(fā)布了基于小華HC32F334數(shù)字電源控制器的兩路交錯無橋圖騰柱TCM PFC參考設(shè)計，TCM PFC以其全輸入范圍下軟開關(guān)的優(yōu)勢越來越受到服務(wù)器電源以及通信電源的青睞。同時，兩路交錯無橋圖騰柱CCM PFC因其EMI較低，濾波器設(shè)計簡單，輸入電流波形更接近正弦以及較高的功率因數(shù)，已經(jīng)在服務(wù)器電源中廣泛應(yīng)用。因此，本期介紹了基于小華HC32F334數(shù)字電源控制器的兩路交錯無橋圖騰柱CCM模式參考設(shè)計，參考設(shè)計的THDi與PF值指標滿足最新更加嚴格的M-CRPS標準。

本文著重介紹了：

? 交替采樣策略，精準獲取電流采樣值，提升系統(tǒng)可靠性、避免開關(guān)噪聲影響;

? 優(yōu)化輕載THDi控制策略

? 電流內(nèi)環(huán)PID采用線性變PI參數(shù)，減少輕載至滿載全范圍的THDi;

? 斷續(xù)模式下采用平均電流補償策略，減少輕載THDi;

? 采用完整工頻周期間歇控制，優(yōu)化間歇模式下的THDi性能;

更多功能期待大家親測品鑒。

1. 參考設(shè)計簡介

隨著服務(wù)器計算需求的增長，特別是云計算和人工智能(AI)計算的興起，服務(wù)器CPU/GPU所需功率大幅增加，服務(wù)器電源的功率已經(jīng)從21世紀初的200W至300W范圍增加到3000W/5500W甚至8000W以上?。為了滿足電子產(chǎn)品對高質(zhì)量電源的需求，同時，在行業(yè)頭部企業(yè)和節(jié)能減排宏觀趨勢的驅(qū)動下，服務(wù)器電源的行業(yè)標準也將從當前國內(nèi)普遍采用的CRPS2.2標準逐漸升級到M-CRPS標準，新標準對掉電再恢復(fù)的沖擊電流、電網(wǎng)電流THD、PF值及功率密度等方面提出了更為嚴格的要求，THD新舊標準差異如圖1所示。

圖 1 M-CRPS/CRPS標準中THDi的要求

小華半導(dǎo)體基于HC32F334芯片的兩路交錯無橋圖騰柱CCM PFC參考設(shè)計方案系統(tǒng)控制框圖如圖 2所示，方案采用平均電流控制，利用高速霍爾傳感器采集電感電流平均值，同時實現(xiàn)交錯控制。圖3為滿載電流波形。圖4為滿載電感電流交錯以及均流波形。圖5為參考方案的THD、PF值以及效率曲線。參考方案的THD與PF值指標滿足最新更加嚴格的M-CRPS標準，如圖12、圖13所示。其主要規(guī)格參數(shù)如下表所示：

表 1 CCM PFC規(guī)格參數(shù)

圖 2 小華CCM PFC系統(tǒng)控制框圖

圖 3額定滿載波形

圖 4 滿載電感電流交錯、均流波形

圖 5 THD (左軸)和PF值(右軸)@220V輸入

方案的主要優(yōu)勢與特點概要總結(jié)如下表 2所示。

表 2 CCM PFC方案優(yōu)勢與特點

2. 方案設(shè)計要點

2.1 交替采樣策略、避免開關(guān)噪聲的影響、提升系統(tǒng)可靠性

參考方案內(nèi)環(huán)采用平均電流控制，要使用平均電流控制，常常采用電感電流上升中點或下降中點采樣，開關(guān)開通或關(guān)斷時間的中點作為相應(yīng)的參考采樣時刻，這樣，采樣所得信號就是電感電流平均值，可以精確的表示輸入電流的波形，同時避免開關(guān)噪聲的影響、提升系統(tǒng)可靠性。

但是由于占空比的變化范圍很大，電感電流上升中點采樣的抗噪聲性在占空比接近0時受到影響，下降中點采樣在占空比接近1時受到影響，無論是上升中點或下降中點采樣，都無法避免開關(guān)噪聲的干擾。為解決這個矛盾，參考方案采用交替中點采樣的方法?？紤]在占空比較大時采用上升中點，而較小時采用下降中點采樣。對于Boost變換器，占空比從0到1不斷的不規(guī)則變化，那么MCU將不停的確定下一個周期的采樣時刻：為使MCU確定下一個周期的采樣時刻，需選擇一個占空比的臨界值 δ_c，當占空比大于 δ_c，采用上升中點，小于采用下降中點采樣，δ_c選在0.5左右。同時為避免頻繁切換帶來系統(tǒng)不穩(wěn)定的風險，引入滯環(huán)切換策略，即 δ_c中可以加入適當?shù)难訒rΔ，這樣，當 d_n<δ_c-Δ，由上升中點變?yōu)橄陆抵悬c采樣，當d_n>δ_c+Δ，由下降中點采樣變成上升中點。這樣便很好地避免了開關(guān)噪聲的影響。而且算法本身簡單，計算量少。

在HC32F334控制的PFC系統(tǒng)中，確定采樣點的工作由HRPWM外設(shè)定時器的特殊比較寄存器事件來實現(xiàn)。

圖 6交替中點采樣算法原理

從圖6中可以看出，在兩種情況下，各自的采樣點距起始點的延遲時間T_D為:

式中，d_（n）為第n次采樣計算得到的占空比，Ts為開關(guān)周期。

2.2 優(yōu)化輕載THDi控制策略

2.2.1 電流內(nèi)環(huán)線性變PI參數(shù)控制

參考方案功率電感磁芯選擇磁粉芯繞制，實際運行過程中，在不同電流情況下，PFC電感感量會隨著電流大小而變化，在大電流情況下電感比在小電流情況下有衰減。這就導(dǎo)致電流環(huán)的傳函發(fā)生變化，如果采用固定的PI補償參數(shù)，會導(dǎo)致不同負載下環(huán)路的帶寬和相位裕度不一致。為了保證不同負載下電流內(nèi)環(huán)環(huán)路帶寬跟相位裕度的一致性，參考方案對電流內(nèi)環(huán)的比例積分系數(shù)進行了變PI參數(shù)處理。

公式(1)為電流環(huán)的主電路傳遞函數(shù)表達式。滿載電流峰值處，電感感量為600uH，輕載電流峰值處電感感量為1200uH。

輸出Vo=390V，交流輸入Vac=176V，單路滿載1000W功率下R=152.1歐姆，交流峰值處D=0.3619，輸出電解容值C=660uF，L=600uH時主電路的傳遞函數(shù)如下：

單路半載500W功率下R=302.4歐姆，交流峰值處D=0.3619，輸出電解容值C=660uF，L=900uH時主電路的傳遞函數(shù)如下：

單路輕載100W功率下R=1521歐姆，交流峰值處D=0.3619，輸出電解容值C=660uF，L=1200uH時主電路的傳遞函數(shù)如下：

假定用固定的PI參數(shù)對上述不同的傳遞函數(shù)進行補償，設(shè)置補償器，使電流環(huán)在低頻時有較高的增益，截止頻率(輕載下)4KHz左右，相位裕度(輕載)為45度左右。

采用補償器

后，同時考慮數(shù)字環(huán)路采樣以及控制延遲，電流環(huán)的開環(huán)傳函分別為：

波特圖如圖7中藍色曲線所示，可以看出，輕載下電流環(huán)截止頻率為4KHz，相位裕度40度。但是隨著負載增加，如果保持輕載相同的補償參數(shù)，滿載下電流環(huán)的帶寬變大，但同時相位裕度幾乎為0,環(huán)路將不穩(wěn)定。

圖 7固定PI參數(shù)時電流環(huán)開環(huán)波特圖

由上圖可知，如果采用固定PI參數(shù)時(輕載至滿載范圍固定采用輕載下的PI參數(shù))：

? 輕載下，帶寬為4kHz,同時具備39度的相位裕度;

? 但重載下，帶寬由4kHz變?yōu)?.2kHz，相位裕度幾乎為零，會引起系統(tǒng)震蕩。

因此，如果要保證在不同負載下電流內(nèi)環(huán)帶寬和相位裕度保持一致，需要根據(jù)電流給定值變化不同的PI參數(shù)。

圖 8 內(nèi)環(huán)變PI調(diào)節(jié)系數(shù)確定示意圖

如圖8所示，Kf為內(nèi)環(huán)PI參數(shù)的調(diào)節(jié)系數(shù)，Kf根據(jù)電壓外環(huán)的輸出iLref列寫一次函數(shù)求得，即K*iLref+b=Kf。將滿載的Kf值以及輕載的Kf值分別帶入上述一次函數(shù)中求得K、b的值即可確定Kf曲線。電流內(nèi)環(huán)最終的PI參數(shù)Kp_actual=Kf*Kp, Ki_actual=Kf*Ki。

當電感感量為600uH是，取Kf=0.5，便可獲得跟電感感量L=1200uH下相同的電流內(nèi)環(huán)帶寬以及相位裕度。如圖9所示，為采用上述調(diào)節(jié)系數(shù)后的內(nèi)環(huán)開環(huán)波特圖。

圖 9 變PI參數(shù)電流環(huán)開環(huán)波特圖

如圖12所示，圖中分別畫出了采用固定PI參數(shù)下的電流THDi以及采用變PI參數(shù)下的電流THDi。采用固定PI變參數(shù)時，將Kf取值固定為0.3，這樣設(shè)計可保證輕載至滿載范圍內(nèi)電流環(huán)路穩(wěn)定。由圖可知，如果采用固定的PI參數(shù)設(shè)計，5%至10%負載區(qū)間THDi不滿足M-CRPS標準要求，同時50%負載以上接近M-CRPS標準要求上限。

因此，為了滿足M-CRPS標準要求，輕載下需要加大PI參數(shù)，但是如果依然采用固定PI參數(shù)會導(dǎo)致重載環(huán)路不穩(wěn)，如圖8所示，滿載采用與輕載下相同PI參數(shù)就會導(dǎo)致滿載下相位裕度不足。因此，為了兼顧輕載與重載下的THDi和環(huán)路穩(wěn)定性，電流內(nèi)環(huán)采用變PI參數(shù)的設(shè)計就很有必要性。如圖12所示，采用變PI參數(shù)設(shè)計后，10%負載以下的THDi有明顯的改善，但是依然不滿足M-CRPS的標準要求。20%負載以上的電流THDi略微有點改善。

2.2.2 電感電流采樣的斷續(xù)補償策略

圖 10斷續(xù)模式下的電流示意圖

如圖10所示，負載較輕時，電感會進入斷續(xù)模式，此時的采樣電流與實際的輸入電流是有偏差的，真實的電流平均值比實際采樣值要小，若不進行矯正，會導(dǎo)致電流跟蹤出現(xiàn)偏差，影響輕載的電流THD。

定義斷續(xù)模式下的電流補償系數(shù)I_comp

如圖12所示，圖中畫出了在變PI參數(shù)基礎(chǔ)上增加斷續(xù)補償策略前后的電流THDi。由圖12可知，如果不加斷續(xù)補償控制策略，空載到10%負載(不含)THDi指標會超M-CRPS標準的要求。同時，由于單雙路的切換，60%負載下工作在雙路模式，單路負載較輕，THDi指標已經(jīng)接近M-CRPS標準上限。

增加斷續(xù)補償控制策略后，除空載附近進入間歇模式外，其他負載點完全滿足M-CRPS標準的要求，說明斷續(xù)補償控制策略必不可少。

2.2.3 輕負載完整工頻周期間歇控制

通常，滿足輕載電流THD的要求要比滿足重載電流THD要求更困難;特別是在滿足M-CRPS標準中5%負載THD不大于8.5%以及負載低于5%不大于20%要求時，尤其如此。因此，本參考方案為了應(yīng)對上述難點，設(shè)計了完整工頻周期間歇控制策略。當負載較輕時，控制進入間歇模式，開關(guān)時刻控制在工頻過零點發(fā)生。這樣就可以保證間歇模式下，開出來的波形為完整工頻周期，即可保證輕載下的電流THD。如圖11所示，為完整工頻周期間歇模式下的電感電流波形。

圖 11 完整工頻周期間歇模式下的電感電流波形

如圖12所示，繼續(xù)增加完整工頻周期間歇控制策略后，THDi指標全負載范圍內(nèi)滿足M-CRPS標準要求。

2.3 不同優(yōu)化策略THDi與PF值實驗效果對比

圖 12不同控制策略下THDi

圖 13 不同控制策略下PF值

3. HC32F334對優(yōu)異性能的支持

3.1 集成FPU和DSP的Cortex-M4內(nèi)核對復(fù)雜運算的支持

本參考方案采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制策略，兩路交錯，交錯的兩路采用單獨的電流環(huán)。這就需要在環(huán)路中斷處理中分別對兩路電流進行PID運算。PID的參數(shù)采用單精度浮點數(shù)。另外，電壓外環(huán)中的陷波器以及鎖相環(huán)處理子程序，也都采用單精度浮點來運算。電壓外環(huán)加兩路電流內(nèi)環(huán)的PID運算以及陷波器、鎖相環(huán)運算對控制器MCU的性能提出了比較高的要求，一般控制器MCU并不能勝任。

HC32F334系列是基于ARM® Cortex®-M4 32-bit RISC CPU，最高工作頻率120MHz的高性能MCU。Cortex-M4內(nèi)核集成了浮點運算單元(FPU)和DSP，實現(xiàn)單精度浮點算術(shù)運算，支持所有ARM單精度數(shù)據(jù)處理指令和數(shù)據(jù)類型，支持完整DSP指令集。內(nèi)核集成了MPU單元，同時疊加DMAC專用MPU單元，保障系統(tǒng)運行的安全性?；谏鲜鯤C32F334的優(yōu)異性能，本參考方案基于HC32F334實現(xiàn)了上述環(huán)路、陷波器、鎖相環(huán)等復(fù)雜的運算處理，同時保證了樣機的電流THD指標滿足M-CRPS標準要求。

3.2 HRPWM外設(shè)靈活的PWM輸出控制

HC32F334芯片的HRPWM外設(shè)包含豐富的事件用來控制PWM輸出，如，相比于競品，HC32F334的事件更多：有6個比較寄存器動作點，和10個外部事件輸入動作源。并且在計數(shù)器的上升計數(shù)，下降計數(shù)時可以配置不同的輸出狀態(tài)。

表 3 PWM控制事件

如所示，STPCA寄存器可配置計數(shù)停止端口狀態(tài);STACA寄存器可配置計數(shù)開始端口狀態(tài);HRGCMmR(m=A、B、E、F)四個比較寄存器具備高精度;HRPERAR為計數(shù)周期點，ZERO為計數(shù)零點，計數(shù)周期點以及計數(shù)零點可單獨設(shè)定端口動作;10個外部事件源可選擇相應(yīng)GPIO口，也可分別選擇3個內(nèi)部比較器中的任意一個輸出事件;SCMAR、SCMBR為兩個低精度特殊比較寄存器，除了具備端口動作功能外可專門作為ADC的同步觸發(fā)源事件以及HRPWM單元間或單元自身的計數(shù)器動作源(啟動、清零、捕獲)。

另外，動作寄存器具備優(yōu)先級，在鋸齒波計數(shù)模式下設(shè)定相等的比較值時，Extern Event>HRPERAR> HRGCMAR> HRGCMBR> HRGCMER> HRGCMFR> SCMAR> SCMBR> ZERO。

得益于HC32F334芯片HRPWM外設(shè)的上述優(yōu)勢，小華的兩路交錯無橋圖騰柱CCM PFC拓撲參考方案可以輕松搞定驅(qū)動波形。其中，一路高頻臂的驅(qū)動波形示意圖如圖14所示：由圖14可以看出，高頻臂上下管驅(qū)動分別通過HRPWM外設(shè)定時器的四個寄存器實現(xiàn)，優(yōu)勢是上下管驅(qū)動脈寬可以實現(xiàn)從0占空比到百分百占空比(反之亦然)的連續(xù)調(diào)整。另外，通過配置HRPWM外設(shè)以及EEFOFFSETAR、EEFWINAR兩個寄存器的值可分別實現(xiàn)對高頻臂上下管的單周期的OCP保護事件的消隱功能，屏蔽驅(qū)動邊沿單周期保護的誤動作。

最后，兩路高頻臂驅(qū)動波形需要在環(huán)路中斷中更新的寄存器數(shù)量相對較多，傳統(tǒng)MCU在處理時很容易出現(xiàn)丟波或者連波的情況。小華HC32F334芯片針對該情況在HRPWM外設(shè)設(shè)計上做了特殊的優(yōu)化，不僅增加了單次緩存的功能同時還增加了緩存完成標志位，這樣就可以保證寄存器在更新后波形的正確性。

圖14 CCM PFC高頻臂驅(qū)動發(fā)波配置示意圖

4.交錯無橋圖騰柱CCM PFC應(yīng)用方案擴展

隨著光儲新能源、新能源汽車V2G車載電源、便攜式儲能、陽臺光伏等雙向能量傳輸?shù)男枨?，基于雙向能量傳輸?shù)耐負湓絹碓绞艿娇蛻羟嗖A。本參考方案的無橋圖騰柱CCM PFC便是一種可實現(xiàn)AC/DC以及DC/AC的雙向拓撲。小華HC32F334也能很好的支持基于CCM的無橋圖騰柱逆變(并、離網(wǎng))拓撲控制策略，系統(tǒng)框圖如圖15所示。歡迎大家開發(fā)探討。

圖 15 雙向交錯無橋圖騰柱控制框圖

5.總結(jié)

隨著AI和人工智能等新一代信息技術(shù)產(chǎn)業(yè)的蓬勃發(fā)展，服務(wù)器電源的高效率和高功率密度要求日益增強。本文詳細介紹了基于小華HC32F334數(shù)字電源控制器的兩路交錯無橋圖騰柱CCM PFC參考設(shè)計，重點介紹了交替采樣策略;電流內(nèi)環(huán)PI線性變參數(shù)設(shè)計;斷續(xù)補償控制;輕負載完整工頻周期間歇控制等提升CCM TPFC輕載THDi性能的控制策略。

上述分析和實驗結(jié)果表明，小華HC32F334從芯片層面保證了圖騰柱PFC控制功能的實現(xiàn);同時靈活的PWM波形控制功能有利于各種電源拓撲的數(shù)字控制開發(fā)，讓用戶使用起來更便捷、更安全!