常見的雙向諧振變換器主要有雙向串聯(lián)諧振變換器(Serious Resonant Converter, SRC)和雙向 LLC 諧振變換器。圖 1-6 所示為雙向 SRC 的電路拓撲。有文獻報道采用移相控制使得開關(guān)管均能實現(xiàn) ZVS 或 ZCS，但雙向 SRC 的調(diào)壓能力有限，其最大電壓增益為 1。

有文獻提出了一種新的控制方法使雙向 SRC 工作在間歇模式下，通過累積能量來提高輸出電壓，其電壓增益可以大于 1。但在 2k W 負載下，控制策略復(fù)雜，效率為 91%。也有文獻提出了一種采用連續(xù)電流模式的升壓雙向 SRC，其在寬功率范圍內(nèi)具有較高的效率，輸入電壓為 60V 時的滿載效率為 90%。由于雙向 SRC 反向工作時只能降壓，因此不適合電壓變化范圍較大的場合應(yīng)用。

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雙向 LLC 諧振變換器從拓撲結(jié)構(gòu)上可以將其分為不對稱型和對稱型兩大類，下面分不對稱型和對稱型進行介紹。

(1)不對稱型

不對稱型雙向 LLC 諧振變換器的電路拓撲主要有圖 1-7、圖 1-8 和圖 1-9 三種電路結(jié)構(gòu)。傳統(tǒng)雙向 LLC 諧振變換器是直接用功率器件MOSFET 替代單向 LLC 諧振變換器中的二極管構(gòu)成，如圖 1-7 所示。其正向工作時的運行機理與單向 LLC 諧振變換器一致，但是由于 Lm在反向工作時被箝位，所以反向工作時只有Lr 和Cr 諧振，此時最大電壓增益為1。

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為了增大反向運行時的電壓增益，有文獻通過在一次側(cè)的全橋中點增加輔助電感Lm2 對圖 1-7 所示的電路拓撲進行改進，使其正反向的工作模式能夠自動切換，其拓撲結(jié)構(gòu)如圖 1-8 所示。Lm2起類似于勵磁電感 Lm的作用，有利于開關(guān)管實現(xiàn) ZVS，但 Lm2的存在使得損耗增加，效率降低。

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通過在二次側(cè)增加輔助電容 Cr2對圖 1-7 所示的傳統(tǒng)雙向 LLC 諧振變換器進行改進，見圖 1-9。Cr2使變換器在正反向工作時均能實現(xiàn) ZVS和 ZCS，但由于不對稱的拓撲結(jié)構(gòu)使得變換器雙向運行時的工作特性不同，增加了參數(shù)設(shè)計的難度和控制的復(fù)雜度。

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由上述分析可知，不對稱的電路結(jié)構(gòu)使得雙向 LLC 諧振變換器在應(yīng)用時存在一定的不足。首先，變換器在正反向運行時的運行特性可能不一致;其次，由于電路結(jié)構(gòu)的不對稱會導(dǎo)致變換器參數(shù)設(shè)計和控制較為復(fù)雜。

(2)對稱型

下面單獨對對稱型的雙向 LLC 諧振變換器進行重點分析，對稱型的電路拓撲主要有圖1-10 所示的雙向全橋 LLC ( DAB-LLC )諧振變換器和圖 1-11 所示的雙向半橋 LLC 諧振變換器( HB-LLC)。

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對稱型的雙向 LLC 諧振變換器通過在二次側(cè)增加Lr2 和Cr2 ，使得變換器在正反向工作時都存在一模一樣的 LLC 諧振網(wǎng)絡(luò)。由于實際電路中 Lm是存在于變壓器中的，所以圖1-10 和圖 1-11 所示的變換器，其在電路結(jié)構(gòu)上是完全對稱的。

有學(xué)者從參數(shù)設(shè)計、數(shù)學(xué)建模、性能改進和控制策略等方面對 DAB-LLC 變換器和 HB-LLC 變換器進行深入的研究。參數(shù)設(shè)計方面，有學(xué)者針對 DAB-LLC 變換器在直流變壓器上的應(yīng)用，在考慮實際的電感值和電容值會隨溫度和功率的變化而與理論設(shè)計值不同的基礎(chǔ)上，提出了一種適用于直流變壓器的參數(shù)設(shè)計方法。有學(xué)者先通過DAB-LLC 變換器的增益特性確定幾組諧振網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)，再利用 MATLAB 軟件對其進行損耗分析，最后選擇出效率最優(yōu)的一組參數(shù)作為最終參數(shù)。但其參數(shù)設(shè)計流程復(fù)雜，計算繁瑣。有學(xué)者針對 DAB-LLC 變換器在電動汽車上的應(yīng)用，提出了一種在所有情況下電壓增益曲線總是單調(diào)減小的參數(shù)設(shè)計方法，但其在輕載時效率較低。有學(xué)者采用迭代法，先假定一次側(cè)諧振電感與勵磁電感的比值(電感比)k 的值，再對 DAB-LLC 變換器的其他參數(shù)進行設(shè)計，計算過程較為繁瑣。有學(xué)者針對 DAB-LLC 變換器在低壓直流配電系統(tǒng)中的應(yīng)用，提出了一種在單位增益時的參數(shù)設(shè)計方法。但在一定條件下的電壓范圍較小，不適合應(yīng)用在電動汽車場合。

建模方面，有學(xué)者采用一種新的擴展諧波近似建模方法對 HB-LLC 諧振變換器進行建模，并在此基礎(chǔ)上提出的相位跟蹤技術(shù)使變換器的效率提高了 1.8%。有學(xué)者在研究一種能夠精確確定漏感的變壓器損耗建模方法的基礎(chǔ)上，考慮體積、重量、匝數(shù)、鐵芯和繞組規(guī)格之間關(guān)系，提出了一種基于遺傳算法的多目標優(yōu)化算法，能使 HB-LLC 變換器的峰值效率達到 98.2%。有學(xué)者建立了包括 DAB-LLC、CLL 和 LLC 各種雙向諧振變壓器的分析模型，提出將電感比作為設(shè)計變壓器的指導(dǎo)原則。有學(xué)者]采用時域分析法進行建模，探討了 DAB-LLC 變換器的電壓傳輸比、電感比和開關(guān)頻率對不同工作模式的影響，且能夠預(yù)測諧振電流、電壓特性和輸出功率特性，但是時域分析法的方程階數(shù)較高、變量較多和代數(shù)運算過程較為復(fù)雜，求解困難。

性能改進方面，有學(xué)者將 DAB-LLC 變換器串聯(lián)作為車載充電電源的第二級輸入，采用可變直流電壓跟蹤充電電池的寬電壓范圍，并使用集成變壓器來提高功率密度。文獻[36]詳細分析了 DAB-LLC 變換器中不同工作頻率對三種不同磁芯材料變壓器設(shè)計的影響，從變壓器的角度優(yōu)化變換器的性能。有學(xué)者將一種新穎的同步整流技術(shù)應(yīng)用到具有集成變壓器的 HB-LLC 諧振變換器中，提高了變換器的性能。有學(xué)者對 4 種不同的雙向 DC-DC 變換器進行綜合比較，考慮到效率、尺寸和成本等因素，在 1k W 時 HB-LLC變換器性能最優(yōu)。有學(xué)者對 DAB-LLC 變換器進行改進，使其工作在固定增益和諧振頻率下，并采用SiC MOSFET 來降低損耗，提高效率，但沒有進行實驗驗證。文有學(xué)者分析了 50%占空比控制方案下的開關(guān)死區(qū)時間對 DAB-LLC 變換器 ZCS 軟開關(guān)的影響，但沒有給出開關(guān)死區(qū)時間的具體計算過程。有學(xué)者對 HB-LLC 諧振變換器中的諧振電感進行集成，以減小功率密度。有學(xué)者提出了 DAB-LLC 變換器的最大效率跟蹤方法，但沒有搭建硬件電路進行證明。有學(xué)者在 DAB-LLC 變換器中對比了 GaN 功率器件和 Si MOSFET，從元器件的角度優(yōu)化 DAB-LLC 變換器的性能。有學(xué)者對 DAB-LLC 變換器中的變壓器進行了研究，設(shè)計了一種集成式磁性變壓器，該變壓器不僅可以減小磁體積，保持高效率，而且還可以改善散熱性能。

控制策略方面，有學(xué)者采用變頻相位控制的策略來控制 DAB-LLC 變換器，能夠有效降低無功功率，提高變換器的效率。有學(xué)者對 DAB-LLC 變換器采用脈沖頻率調(diào)制和脈沖寬度調(diào)制混合調(diào)制的方法，使得電壓和電流紋波減小，變換器功率增大。有學(xué)者采用開環(huán)定頻的方式，方法簡單，但是不適用于負載變化的場合。有學(xué)者采用死區(qū)控制對DAB-LLC 變換器進行控制，能使輸出電壓在進行換向工作時比較平滑，但存在電壓紋波較大的不足。

DAB-LLC 變換器所具備的優(yōu)良性能很大程度上取決于三個參數(shù)——變壓器變比 n 、電感比 k 和品質(zhì)因數(shù)Q 。但現(xiàn)有文獻在對 DAB-LLC 變換器進行參數(shù)設(shè)計時，電感比 k 和品質(zhì)因數(shù) Q 的取值一般是通過經(jīng)驗法或者試湊法得到，這使得所設(shè)計的參數(shù)適用范圍小，準確度低。

針對上述問題，本文在描述 DAB-LLC 變換器工作原理的基礎(chǔ)上，運用基波分析法( First Harmonic Approximation，F(xiàn)HA)對 DAB-LLC 變換器進行建模，詳細分析其工作特性，推導(dǎo)了基于感性電壓增益最大值對電感比 k 的約束關(guān)系和軟開關(guān)條件對品質(zhì)因數(shù) Q 的約束條件，一種通過數(shù)學(xué)解析式結(jié)合圖形實現(xiàn)諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)優(yōu)化的設(shè)計方法。

DAB-LLC 變換器的設(shè)計

參考了國標 GBT18487.1-2015 ， 將 DAB-LLC變換器的低壓側(cè)電壓V2設(shè)為200V~500V ，并結(jié)合實際，確定了 DAB-LLC 變換器的其他設(shè)計指標，如表 4-1 所示。

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SiC MOSFET 雖然在結(jié)構(gòu)上與 Si MOSFET 類似，但是特性存在差異，所以為了更好地應(yīng)用SiC MOSFET ，下面在對比分析SiC MOSFET 和Si MOSFET 靜態(tài)特性的基礎(chǔ)上，并兼顧變換器在高頻下存在的橋臂串擾問題，設(shè)計了一種SiC MOSFET 的驅(qū)動方案。

SiC MOSFET 和普通 Si MOSFET 一樣，均屬于電壓控制型器件，但 SiC MOSFET 的驅(qū)動設(shè)計與Si MOSFET 不同，主要表現(xiàn)為驅(qū)動電壓和驅(qū)動速度的不同。SiC MOSFET 的閾值電壓只有 2.2V，容易被誤觸發(fā)，尤其是高頻工作狀態(tài)時，過高的di/dt 會在驅(qū)動回路上造成電壓振蕩，引起誤觸發(fā)，所以常采用負壓關(guān)斷。所以傳統(tǒng)Si MOSFET 的驅(qū)動方案不適用于SiC MOSFET ，需要專門設(shè)計。

SiC MOSFET 的閾值電壓和負向擊穿電壓較低，柵極寄生電阻較大，又因為DAB-LLC 變換器在高頻工作狀態(tài)下較易發(fā)生橋臂串擾，所以由串擾引起的電流會在柵極電阻上產(chǎn)生電壓，一旦超過SiC MOSFET 的閾值電壓或者耐壓下限，就可能引起誤導(dǎo)通，甚至造成門極擊穿。因此，抑制串擾是設(shè)計SiC MOSFET 驅(qū)動電路需要考慮的關(guān)鍵因素。

綜合考慮SiC MOSFET 的特性及 DAB-LLC 電路存在的串擾問題，在進行驅(qū)動電路的設(shè)計時，正壓選擇+20V，負壓選擇-4V。采用集隔離和保護為一體的ACPL-W346 作為驅(qū)動 IC ，可以實現(xiàn)10V~20V 的寬輸出電壓，同時驅(qū)動電流較大。

綜上所述，可得圖 4-6 所示的SiC MOSFET 驅(qū)動原理圖。

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為了得到比較理想的驅(qū)動脈沖，在驅(qū)動芯片輸入側(cè)加入了施密特觸發(fā)器U1。C4相對于Cgs較大，以抑制串擾，限幅二極管D2和D3以防止過高的驅(qū)動電壓損壞 SiC MOSFET的柵源極。

西安理工大學(xué)李海平的研究工作雖取得一定成果，但仍有很多方面值得深入研究：

(1)進一步提高電壓范圍，滿足電網(wǎng)與電動汽車互動技術(shù)實際所需的 200V-500V 電壓范圍，甚至更寬的輸出電壓范圍。

(2)為了提高蓄電池的使用壽命，應(yīng)結(jié)合 DAB-LLC 變換器的具體特點，研究先進的充電控制方法。

(3)針對容性負載，進一步優(yōu)化 DAB-LLC 變換器參數(shù)。