1 引言

本文針對戶用光伏發(fā)電系統(tǒng)的特點和要求進行了系統(tǒng)的研究與設計。將獨立逆變與并網逆變相結合，使系統(tǒng)既可以工作在獨立逆變狀態(tài)， 將儲存在蓄電池組中的能量直接逆變?yōu)檎医涣麟姙樨撦d供電， 也可以工作在并網逆變狀態(tài)， 將太陽能量直接回饋到電網或者將儲存在蓄電池中的多余能量回饋到電網。系統(tǒng)采用32位DSP芯片TMS320F2812構成控制核心，利用單片機PIC16F877A構成系統(tǒng)的人機界面。設計的系統(tǒng)具有完善的保護功能、鍵盤通訊和液晶顯示功能， 為家庭使用提供了方便。實驗結果驗證了方案的可行性，本文針對獨立與并網的雙重功能進行了研究與設計，實驗結果證明了設計方案的可行性。

2 系統(tǒng)結構

逆變系統(tǒng)是將直流電變換成交流電，其核心是逆變電路，即通過電力電子器件的開通與關斷，完成逆變功能。電力電子器件的開通與關斷需要合適的控制信號。根據系統(tǒng)的實際需要，本文所設計的逆變系統(tǒng)主要由主電路、控制電路、保護電路、通訊電路、輔助電源、輸入濾波、輸出濾波等幾部分組成。逆變系統(tǒng)采用的基本結構框圖如圖1所示，控制核心選用TI公司TMS320F2812 DSP芯片。

3 主電路結構及參數(shù)設計

逆變器的主電路結構形式多種多樣，根據本系統(tǒng)的控制目標，采用單相全橋型帶有工頻隔離變壓器的主電路結構，輸入端加入了防反二極管與限流電阻，主電路原理圖如圖2所示。

當工作在獨立逆變模式的時候，采用LC濾波;當逆變器工作在并網模式的時候，為了減少電容濾波對相位的影響采用L濾波，將電容C通過開關斷開。

考慮到容量與頻率等因素，系統(tǒng)主電路的開關管選擇電力MOSFET。其中，濾波電感的選擇要盡可能濾除調制波的高次諧波分量，提高輸出波形質量，濾波電感的高頻阻抗與濾波電容的高頻阻抗相比不能過低，即濾波電感的感值不能太小。為滿足輸出波形質量，要求一個采樣周期中，電感電流的最大變化量小于允許的電感電流紋波△ILfmax。濾波電容的作用是和濾波電感一起濾除輸出電壓中的高次諧波，從而改善輸出電壓的波形，濾波電容越大輸出電壓的THD值越小。然而從電路來看，在輸出電壓不變的情況下，增大濾波電容會使濾波電容的電流增加，逆變器的無功能量增大，損耗增加，效率降低，因此，濾波電容又不宜太大。所以，濾波電容的選取原則是在保證輸出電壓的THD值滿足要求的情況下，取值盡量小。同時應盡可能使用高頻特性較好、損耗較小的CBB電容[4]。本文設計的逆變器的功率器件開關頻率為15kHz，設計截止頻率fC為2kHz?？紤]到系統(tǒng)裕量，經計算與綜合考慮，選擇濾波電感9mH，濾波電容3μF。

4 控制電路結構及控制策略

控制電路主要包含：信號檢測電路，驅動電路，保護電路，通訊電路四個部分，如圖3所示。

控制策略主要采用PI控制。其中，獨立逆變采用電壓平均值外環(huán)和電壓瞬時值內環(huán)的雙閉環(huán)控制方案，實現(xiàn)電壓的穩(wěn)定輸出;并網逆變采用CVT型最大功率點跟蹤，通過電壓的實時跟蹤產生電流內環(huán)的參考電流，電流內環(huán)采用瞬時值反饋實現(xiàn)對并網電流的跟蹤控制，實現(xiàn)太陽能量饋入電網。

4.1獨立逆變控制

獨立逆變采用電壓平均值外環(huán)、電壓瞬時值內環(huán)反饋的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，控制框圖如圖4所示。其中，電壓平均值外環(huán)調節(jié)器為PI調節(jié)，電壓瞬時值內環(huán)調節(jié)器為P調節(jié)。輸出電壓平均值反饋值Uf和電壓給定信號Ug的誤差經過PI調節(jié)器形成電壓內環(huán)的幅值給定，然后乘以離散的正弦表格數(shù)據，形成離散的正弦電壓信號作為電壓瞬時值內環(huán)的給定，電壓瞬時值給定值與反饋值的誤差信號再經過P調節(jié)器產生PWM控制信號，將此信號寫入到DSP內部的比較寄存器CMPR1、CMPR2，與三角載波比較后產生4路PWM1~ PWM4開關信號，控制主電路中功率器件的通斷。產生的高頻SPWM信號經過輸出LC濾波器濾波后產生標準的正弦波輸出電壓，然后經升壓變壓器升壓至220V/50Hz，保證了輸出電壓的穩(wěn)定。

4 獨立逆變控制框圖

4.2 并網逆變控制

(1)太陽能光伏并網

并網逆變采用直流電壓外環(huán)、并網電流內環(huán)控制策略。其中，直流電壓外環(huán)采用PI調節(jié)器實現(xiàn)太陽能光伏組件的最大功率點跟蹤，其輸出為并網電流的幅值給定。系統(tǒng)首先檢測電網電壓頻率、相位，經過鎖相環(huán)節(jié)使并網電流與電網電壓同相位，并網電流給定值乘以離散的正弦表格數(shù)據作為并網電流給定值 ，電流內環(huán)調節(jié)器采用P調節(jié)器。將P調節(jié)器的輸出值寫入CMPR1、CMPR2，與三角載波比較后產生4路PWM1~PWM4信號，控制主電路中功率器件的導通與關斷，產生的高頻SPWM信號經過電感L濾波后產生與電網電壓同相位的標準正弦并網電流，經電感L濾波后向電網輸入同頻同壓的并網電流，并網逆變控制框圖如圖5所示。

(2)蓄電池并網

為了將蓄電池中多余的能量回饋到電網，必須使系統(tǒng)工作在蓄電池并網狀態(tài)。在這種狀態(tài)下，并網電流大小是由蓄電池的放電曲線決定的[8]。為了合理保護蓄電池，防止放電電流過大和蓄電池過放，本文通過實時采樣蓄電池的端電壓和放電電流，將蓄電池能量回饋到電網。蓄電池并網控制框圖見圖6所示。

5 通訊部分

通訊部分主要是完成系統(tǒng)的狀態(tài)顯示與參數(shù)設定，本系統(tǒng)中上位機采用Microchip公司生產的8位單片機PIC16F877A，它與TMS320F2812的串口通訊采用RS-485通信協(xié)議，通過兩個MAX485芯片來實現(xiàn)兩者的數(shù)據交換，通訊原理示意圖如圖7所示。

6 系統(tǒng)軟件設計

系統(tǒng)的軟件采用模塊化設計，主要包括四個部分：主程序，定時器中斷程序，捕捉中斷程序，功率保護中斷程序。其中，主程序主要是檢測裝置的運行狀態(tài)是否正常及上位機發(fā)來的命令，同時等待中斷的到來;定時器中斷主要是完成AD檢測及SPWM的產生;捕捉中斷主要是完成并網逆變中的鎖相目的，保證并網電流與電網電壓同步。

7 實驗結果與結論

逆變器處于獨立逆變時，帶電阻性負載，輸出功率約為210W，逆變器輸出電壓、電流波形如圖8所示。逆變器處于并網模式工作時，并網電流與電網電壓波形如圖9所示，圖中紫色為電網電壓波形，綠色為并網電流波形，兩者同頻同相，實現(xiàn)了并網的單位功率因數(shù)。

由圖8可知，逆變器工作在獨立逆變狀態(tài)時，可以輸出理想的正弦電壓波形;從圖9可知，逆變器并網時的輸出電流與電網電壓基本同頻同相，實現(xiàn)了并網時的單位功率因數(shù)。