包含千兆采樣率ADC的系統(tǒng)設(shè)計會遇到許多復(fù)雜情況。面臨的主要挑戰(zhàn)包括時鐘驅(qū)動、模擬輸入級和高速數(shù)字接口。本文探討了如何才能克服這些挑戰(zhàn)，并給出了在千兆赫茲的速度下進行系統(tǒng)優(yōu)化的方法。在討論中，時鐘設(shè)計、差分輸入驅(qū)動器的設(shè)計、數(shù)字接口和布局考慮都是十分復(fù)雜的問題。本文中的參考設(shè)計將采用ADC083000/B3000。

時鐘源是高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)中最重要的子電路之一。這是因為時鐘信號的定時精度會直接影響ADC的動態(tài)性能。為了將這種影響最小化，ADC的時鐘源必須 具有很低的定時抖動或相位噪聲。如果在選擇時鐘電路時沒有考慮該因素，則系統(tǒng)的動態(tài)性能在很大程度上將不由前端模擬輸入或ADC的質(zhì)量決定。理想時鐘總能 在電平跳變之間保持精確的時間間隔。而實際中，時鐘邊沿之間的時間間隔是在不斷變化的。這一定時不確定性的結(jié)果，會使被采樣波形的信噪比在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換過程中 降低。對于所有的抖動源，系統(tǒng)所能容忍的最大時鐘抖動[即由抖動所引起的噪聲不超過量化噪聲(1/2 LSB)]可由下式定義：

如果輸入電壓(VIN)經(jīng)過優(yōu)化等于ADC的滿量程(VINFSR)，則對抖動的要求就只與ADC的分辨率(N位)和被采

樣的輸入頻率(fin)相關(guān)。當(dāng)輸入頻率達到奈奎斯特速率(對于1.5GSps的轉(zhuǎn)換速率為750MHz)時，總的抖動要求為：

這個值是各種原因引起的抖動的總和。ADC器件內(nèi)部所引起的抖動被稱為孔徑抖動。以ADC083000為例，在數(shù)據(jù)表中給出的孔徑抖動為0.4ps， 該值將ADC時鐘的抖動規(guī)范限制在0.4ps。但是，當(dāng)被用于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換系統(tǒng)時，簡單地將振蕩器的性能數(shù)據(jù)匹配到所需的規(guī)范，可能還不足以得到所期望的結(jié) 果。這是因為基頻附近存在的其它頻率成分也起著重要的作用。因此，有必要用頻譜分析儀來檢查時鐘信號，并確定與基頻相關(guān)的能量沒有分布到過寬的范圍內(nèi)。擴 展到更高頻率上的尖峰是可見的，并且也會直接影響抖動性能。

圖1顯示了為ADC083000所推薦的時鐘電路。它由一個與Vari-L壓控振蕩器(VCO)相連的鎖相環(huán)(PLL)器件(LMX2312)組成。 此PLL和VCO在奈奎斯特輸入頻率下仍能使ADC083000產(chǎn)品維持所需的信噪比(44dB)。圖2中的FFT顯示了ADC08D1500在1.5 GSps的時鐘速率下，采用圖1中的電路采樣100MHz輸入頻率時的動態(tài)性能。

通常使用一個差分放大器作 為單位增益的單端到差分端的轉(zhuǎn)換器。為什么ADC需要差分輸入呢？因為差分信號不僅有利于抑制共模噪聲，還能提高ADC的諧波性能。降低偶次諧波能帶來更 好的動態(tài)性能。使用運放來替代變壓器進行單端到差分端轉(zhuǎn)換的優(yōu)勢在于放大器能允許直流信號通過而變壓器卻不能。并且使用放大器比使用變壓器更容易對增益進 行控制。

當(dāng)設(shè)計結(jié)束后檢查放大器的失調(diào)電壓時，要移除運放輸入端的激勵信號?，F(xiàn)在使用WaveVision的ADC評估軟件，進行采樣并在時域中觀察這些樣 本。當(dāng)運放的輸入電壓為零時，ADC的輸出應(yīng)該處于半量程，即128(8位轉(zhuǎn)換器)。放大器的任何輸出失調(diào)誤差都會引起輸出碼偏離半量程。這樣就能測量運 放的輸出失調(diào)誤差。如果存在很大的失調(diào)電壓，則需要檢查運放輸入端的阻抗匹配，因為輸入端的阻抗失配會改變輸出失調(diào)電壓，由于輸出幅度受到限制，因此會減 小ADC的動態(tài)范圍。

捕獲數(shù)字輸出數(shù)據(jù)

以很高的頻率(1GSps甚至更高)對信號進行采樣意味著由轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)必須快速地被存儲或至少被快速地轉(zhuǎn)移。ADC為它的兩個通道提供 了復(fù)用數(shù)據(jù)輸出。這一方法將數(shù)據(jù)率降低了一半，但增加了所需的位數(shù)。對于1GSps的采樣率，ADC的轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)輸出速率為500MHz。即使以這一被降低 的速度輸出，大多數(shù)分立或內(nèi)部FPGA存儲器還是難以可靠地捕捉數(shù)據(jù)。因此最好使用雙數(shù)據(jù)率(DDR)的方法，在時鐘的上升沿和下降沿均傳輸數(shù)據(jù)。這樣對 于DDR信號，數(shù)據(jù)率不變，但時鐘頻率再次被減小一半，變成易處理的250MHz。這一頻率處于目前CMOS存儲電路可實現(xiàn)的范圍之內(nèi)。在將數(shù)據(jù)存入存儲 器之前，在FPGA器件的輸入端需要一對中間數(shù)據(jù)鎖存器。第一個鎖存器由一個同相數(shù)據(jù)時鐘控制，而第二個鎖存器則由一個相差為180°的異相或反相數(shù)據(jù)時 鐘控制。

為了簡化這一計時要求，F(xiàn)PGA通常具有PLL(鎖相環(huán))或DLL(延遲鎖相環(huán))形式的數(shù)字時鐘管理器。這些器件允許在內(nèi)部產(chǎn)生相位鎖定到一個輸入時 鐘的時鐘信號，并提供0°、90°、180°和270°的相位延遲。這一時鐘管理特性通過提供一個精確的相移180°的時鐘，使DDR的時序能有效地工 作。它還能確保到來的數(shù)據(jù)與下降沿同步，因此能可靠地被數(shù)據(jù)鎖存器捕獲。

被鎖存后，到來的數(shù)據(jù)可以被轉(zhuǎn)移到FIFO存儲器或Block RAM中。這樣系統(tǒng)微控制器就能以較慢的速度容易地從中找回這些數(shù)據(jù)，進行捕獲后的處理。

電路板布局

由于數(shù)字開關(guān)的瞬時變化主要由高頻成分構(gòu)成，趨膚效應(yīng)告訴我們邏輯變化產(chǎn)生的噪聲幾乎與地平面銅皮的總質(zhì)量無關(guān)?？偙砻娣e比地平面的總體積更為重要。 典型的充滿噪聲的數(shù)字電路與敏感的模擬電路之間的耦合會導(dǎo)致很差的性能，并且似乎無法隔離和補救。解決這一問題的方法就是要很好地將模擬電路與數(shù)字電路分 開。由于所引起的公共回流路徑會在ADC的模擬輸入“地”中引起漲落，從而在轉(zhuǎn)換結(jié)果中引入額外的噪聲，因此不應(yīng)將高功率的數(shù)字元件放置在任何線性元件或 模擬與混合信號元件的電源線和電源平面之上或其附近。

通常，我們假定模擬和數(shù)字引線應(yīng)成90°交叉，以避免數(shù)字噪聲進入模擬路徑。但是，在高頻系統(tǒng)中應(yīng)完全避免模擬和數(shù)字引線的交叉。輸入的時鐘線應(yīng)與所 有其它引線(包括模擬和數(shù)字)隔離。應(yīng)該避免通?？杀唤邮艿?0°交叉，因為在高頻下即使少許耦合也會引起問題。在高頻下，筆直的信號路徑具有最好的性 能。模擬輸入應(yīng)與充滿噪聲的信號引線隔離，以避免將寄生信號耦合到輸入中去。由于ADC083000要求低電平驅(qū)動，因此這一點尤其重要。任何連接在轉(zhuǎn)換 器輸入端和地面之間的外部元件(例如濾波電容)，都應(yīng)被連接到模擬地平面中一個非常干凈的點上。所有模擬電路(輸入放大器、濾波器等)都應(yīng)與任何數(shù)字元件分開放置。