摘要：利用電力電子技術(shù)中的整流、逆變，以及與能量回饋相關(guān)的信號反饋控制、數(shù)字信號處理(DSP)等控制技術(shù)，通過跟蹤捕獲電網(wǎng)電源信號，將伺服電機(jī)在運行過程中快速制動和頻繁正反轉(zhuǎn)時所產(chǎn)生的再生能量以SPWM波的形式，轉(zhuǎn)變?yōu)榕c電網(wǎng)電源信號同步的電能信號。同時濾除再生電能SPWM波中的諧波干擾成分，提高功率因數(shù)，將再生能量反饋回電網(wǎng)，予以優(yōu)化回收。
關(guān)鍵詞： 能量回饋； 功率因數(shù)； SPWM調(diào)制； TMS320F2812 DSP  

1 引言

伺服電機(jī)受電運行時，是以電動機(jī)的方式運行，從電網(wǎng)吸收能量；伺服電機(jī)制動過程中，是以發(fā)電機(jī)的方式運行，往外反向輸出能量。如何將伺服電機(jī)在運行過程中快速制動和頻繁正反轉(zhuǎn)時所產(chǎn)生的再生能量加以回收利用，對于節(jié)能有很大價值。當(dāng)今最常用的解決方案是利用電力電子技術(shù)，將半控型晶閘管器件用于整流、逆變電路，以控制導(dǎo)通角的方式，把電機(jī)制動時的再生能量逆變送回電網(wǎng)。這種技術(shù)相當(dāng)成熟，但存在諸多缺點：首先，由于采用半控型晶閘管器件，若逆變角控制不當(dāng)，或晶閘管發(fā)生故障、觸發(fā)電路工作不可靠、換相裕量角不足等，均易導(dǎo)致逆變過程失敗。其次，晶閘管相控整流電路位移因數(shù)、基波因數(shù)較低，導(dǎo)致電網(wǎng)電能波形畸變嚴(yán)重，波形中的諧波分量較大，電路功率因數(shù)很低，大大降低了再生電能的回饋質(zhì)量。

本文論述的是把SPWM技術(shù)應(yīng)用于由MOSFET、IGBT等全控型器件組成的整流逆變電路，通過TMS320F2812 DSP芯片及其外圍器件構(gòu)成控制和反饋電路，將伺服電機(jī)再生能量回饋電網(wǎng)。SPWM的基本思想是使輸出控制信號的脈沖寬度按正弦規(guī)律變化，這樣的調(diào)制技術(shù)能有效地抑制輸出電壓中的低次諧波分量。TMS320F2812 DSP是TI公司推出的一種適于逆變器和電機(jī)控制的芯片，集實時處理能力和控制器外設(shè)功能于一身。高性能的處理器，具有運算精度高、速度快、集成度高等特點，這為提供高質(zhì)量的SPWM控制信號提供了很好的解決方案。因此，通過對PWM整流逆變電路的適當(dāng)控制，可以使輸入信號非常接近正弦波，且電流

和電壓信號同相或反相，功率因數(shù)近似為1。這對于抑制電網(wǎng)諧波、提高電網(wǎng)功率因數(shù)和電

能回饋質(zhì)量非常有效，這是常規(guī)的半控型晶閘管采用導(dǎo)通角控制方式無法比擬的。

2  系統(tǒng)工作原理

系統(tǒng)控制原理見圖1。該系統(tǒng)主回路器件包括電抗器、浪涌抑制器、三相全橋整流器、儲能電容Uc、IGBT電壓型逆變器、前置濾波器等，外圍控制電路包括IGBT驅(qū)動電路、DSP中央處理器、電流電壓信號檢測、故障檢測、外部電源和外部時鐘等部分。伺服電機(jī)頻繁制動時產(chǎn)生的再生能量儲存于電容器Uc，當(dāng)Uc兩端電壓達(dá)到限定值時，由DSP控制系統(tǒng)啟動三相橋式電壓型有源逆變器，將儲存于Uc中的能量以SPWM波的形式反饋回電網(wǎng)。  

                     

圖1  系統(tǒng)控制原理                                    

2.1     DSP芯片特點

TMS320F2812 DSP是一種32位定點芯片，具有強大的數(shù)字信號處理能力、事件管理能力和嵌入式控制能力。主要特點：高性能中央處器，150MHz主頻速度，高性能12位、16通道模/數(shù)轉(zhuǎn)換器；（ADC）轉(zhuǎn)換時間為200ns，提供多達(dá)16路的模擬輸入；基于TMS320F24x的CPU內(nèi)核保證了其與TMS320系列DSP的代碼兼容；具有兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個均可提供兩個16位通用定時器和八個16位的PWM通道。高達(dá)128Kx16位的FLASH片內(nèi)存儲器；低功耗和節(jié)能模式；等等。

2.2     電流電壓信號采樣

DSP在實時控制過程中，為了產(chǎn)生和電網(wǎng)同步的SPWM信號，需要對電網(wǎng)電壓電流實施跟蹤采樣，這主要由采樣電路完成。本設(shè)計采用霍爾傳感器采集信號，為提高信號采集質(zhì)量，需經(jīng)過一階濾波、限幅電路、射極跟隨器連接到DSP的模擬輸入信號引腳上。霍爾傳感器輸出信號電壓為0～5V，而F2812模擬輸入信號電壓范圍為0～3V，這就要求電路必須進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換。本設(shè)計采用電阻分壓實現(xiàn)電平轉(zhuǎn)換。

2.3  A/D信號轉(zhuǎn)換

采樣信號到達(dá)模擬輸入通道后，由DSP內(nèi)部A/D轉(zhuǎn)換電路實行信號轉(zhuǎn)換。TMS320F2812 ADC模塊是一個12位的帶流水線的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，模數(shù)轉(zhuǎn)換單元的模擬電路包括前向模擬多路復(fù)用開關(guān)(MUXs)、采樣/保持(S/H)電路、變換內(nèi)核、電壓參考以及其它輔助模擬電路。ADC模塊有16個通道，可配置為2個獨立的8通道模塊，分別服務(wù)于事件管理器EVA和EVB，也可級聯(lián)成一個16通道模塊。各個通道模塊能夠自動排序，對于每個通道而言，一旦ADC轉(zhuǎn)換完成，將會把轉(zhuǎn)換結(jié)果存儲到結(jié)果寄存器(ADCRESULT)中，通過合理的中斷處理和中斷服務(wù)子程序，將結(jié)果寄存器中的數(shù)據(jù)讀出。

  為了獲得更高精度的轉(zhuǎn)換結(jié)果，在硬件設(shè)計中，連接到模擬輸入的輸入信號線要盡可能

遠(yuǎn)離數(shù)字電路信號線。為減少因數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的耦合干擾，需要將ADC模塊的電源輸入同數(shù)字電源隔離開。

2.4  同步信號捕獲

逆變電路回饋能量時所需SPWM控制信號，是與電網(wǎng)同步同頻的脈寬調(diào)制信號。首先，將電網(wǎng)電流電壓信號通過滯回比較電路，使信號在過零時刻產(chǎn)生與電網(wǎng)信號同步同頻的正向脈沖，然后通過TMS320F2812 DSP中的EVA或EVB的捕獲單元將其正向脈沖進(jìn)行捕獲。每一次正脈沖的捕獲，捕獲單元都會對內(nèi)部時鐘個數(shù)進(jìn)行存儲，前后兩次時鐘數(shù)存儲結(jié)果之差值，即為電網(wǎng)信號的時鐘周期數(shù)。因此，通過對電網(wǎng)信號的實時捕獲，可以使SPWM控制信號實時跟蹤電網(wǎng)信號變化，其信號的同步性和周期性均等同于電網(wǎng)信號，從而達(dá)到了預(yù)期目的。

2.5  諧波成分及其濾除

三相橋式逆變電路產(chǎn)生的SPWM逆變信號，在反饋電網(wǎng)過程中存在一定的諧波成分。由于本設(shè)計采用了SPWM波的控制形式，所以三相電流逆變回饋電網(wǎng)時，諧波成分較少，不含有與調(diào)制波ωr相關(guān)的低次諧波，也不含有三角載波ωc整數(shù)倍的頻率諧波。其中含有的只是三角載波ωc倍頻附近的高頻諧波，其中幅值較高的有ωc＋2ωr、ωc－2ωr、2ωc＋ωr、2ωc－ωr，等等。這些高次諧波頻率比基波頻率高出很多，非常容易濾除：若濾波器設(shè)計成高通濾波，且按載波角頻率來設(shè)計，并帶有一定的帶寬，那么三角載波ωc倍頻附近的高頻諧波ωc＋2ωr、ωc－2ωr、2ωc＋ωr、2ωc－ωr等就可予以濾除。

3 系統(tǒng)軟件設(shè)計

3.1  系統(tǒng)的初始化

    系統(tǒng)初始化包括：系統(tǒng)控制初始化，GPIO、GPAMUX和GPBMUX初始化，禁止系統(tǒng)總中斷(INTM=1)和初始化PIE中斷向量表，屏蔽CPU中斷和中斷標(biāo)志，等等。

3.2  事件管理器的設(shè)置

    為了使事件管理器EVA或EVB產(chǎn)生所需的SPWM控制信號，需要對管理器的寄存器進(jìn)行如下配置：設(shè)置和裝載ACTRx；設(shè)置和裝載DBTCONx，使能死區(qū)功能；初始化CMPRx；設(shè)置和裝載COMCONx；設(shè)置和裝載T1CON(對EVA)或T3CON(對EVB)；根據(jù)所需SPWM載波的周期設(shè)置TxPR；啟動操作。利用定時器周期中斷，循環(huán)查詢中斷子程序，并用中斷子程序中軟件計算出來的SPWM脈沖寬度(占空比)及時更新比較寄存器的值CMPRx。

 3.3  定時器周期寄存器值TxPR的確定    

設(shè)電網(wǎng)正弦信號的周期數(shù)為T，每個正弦周期需要輸出的SPWM脈沖調(diào)制波個數(shù)為N，CPU的指令周期數(shù)為Ts(TMS320F2812為6.67ns)，時鐘預(yù)分頻數(shù)為M，當(dāng)采用連續(xù)遞增計數(shù)模式時，周期寄存器所需的值TxPR=T/(N*M*Ts)；當(dāng)采用連續(xù)遞增/遞減計數(shù)模式時，周期寄存器所需的值TxPR=T/2(N*M*Ts)。不過，由于本設(shè)計中采用了事件管理器中的捕獲單元，因而可以直接由捕獲單元堆棧中獲得正弦信號的周期脈沖個數(shù)，設(shè)為X，若每個正弦周期需要輸出的SPWM脈沖調(diào)制波個數(shù)為N ，則周期寄存器所需的值TxPR=X/N或TxPR=X/(2N)。事件管理器捕獲單元的采用，可以讓控制信號很好地實時跟蹤電網(wǎng)信號頻率的變化，以使所產(chǎn)生的SPWM信號的頻率和電網(wǎng)信號的頻率相等。

3.4   比較寄存器值CMPRx的確定  

根據(jù)規(guī)則采樣法原理，SPWM調(diào)制波的每個矩形波的寬度δ＝Tc*[1+a*Sin(ω*t)]/2。其中a為調(diào)制度，0<=a<1；ω為正弦調(diào)制信號的角頻率；t為采樣時刻；Tc為載波周期。由矩形波寬度δ和載波周期Tc可以計算出矩形波形的占空比k，用占空比乘以周期寄存器值TxPR，便可計算出比較寄存器的值CMPRx。當(dāng)脈沖的采樣點在0～π之間時，占空比k＝δ/ Tc＝[1＋a*Sin(ω*t)]/2，比較寄存器值CMPRx＝(Tc－δ)/2＝Tc*[1－a*Sin(ω*t)]/4；當(dāng)脈沖的采樣點在π～2π之間時，占空比k＝δ/Tc＝[1－a*Sin(ω*t)]/2，比較寄存器值CMPRx＝(Tc－δ)/2＝Tc*[1＋a*Sin(ω*t)]/4。

3.5   系統(tǒng)程序流程

整個系統(tǒng)程序采用C語言和匯編語言混合編寫。為了使三相SPWM輸出波形嚴(yán)格對稱，以及每相SPWM波形正負(fù)半周鏡像對稱，載波比n應(yīng)取奇數(shù)且為3的整數(shù)倍。在軟件編寫中，應(yīng)注意外設(shè)中斷標(biāo)志和PIE應(yīng)答寄存器的軟件清零、以及EV事件管理器的合理設(shè)置。為了得到理想的信號波形，應(yīng)注意周期寄存器、比較寄存器賦值的準(zhǔn)確計算。系統(tǒng)的主程序流程見圖2，子程序流程見圖3。

     

圖2  主程序流程                   

   圖3  中斷子程序流程

4   結(jié)論

利用外圍控制電路以及DSP芯片內(nèi)部事件管理器ADC、捕獲等單元的處理，并通過CCS2000進(jìn)行電路實時仿真，獲得了滿意的仿真圖形和試驗結(jié)果，本設(shè)計是成功的。本文創(chuàng)新點如下：

1、  采用TMS320F2812事件管理器產(chǎn)生SPWM控制波形，實現(xiàn)了伺服電機(jī)再生能量的反饋控制，同時很好地避免了由于采用傳統(tǒng)半控型晶閘管控制模式帶來的諧波干擾，提高了能量回饋質(zhì)量。在本設(shè)計中將濾波器設(shè)計成帶有一定帶寬載波角頻率的高通濾波，回饋電能中少量的載波倍頻附近的高頻諧波，均能很好地予以濾除。

2、  通過事件管理器軟件程序的編寫，直接產(chǎn)生了用于控制IGBT的三相SPWM信號波形，省去了調(diào)制波、載波調(diào)制比較等相關(guān)電路，簡化了硬件電路的設(shè)計，節(jié)約了成本和時間。

參考文獻(xiàn)：

[1]  電力電子技術(shù)/王兆安、黃俊主編.－北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2000

[2]  TMS320F2812原理與開發(fā)/蘇奎峰、呂強等編著.－北京：電子工業(yè)出版社，2005

[3]  基于單片機(jī)/CPLD調(diào)壓電路的設(shè)計 吳松巖，余松煜，管云峰.－微計算機(jī)信息, 2006,9