1、引言

眾所周知，電信電源被要求工作于一個很寬的輸人電壓范圍（36V至77V），而在48V輸人時是最具有優(yōu)異的電路性能。但要求這種電路設(shè)計，應(yīng)該緊湊、高效，而且具有低截面，以便能容納在緊密的卡槽之間。本文將討論一個用于電信應(yīng)用的5W反繳式變換器開關(guān)電源，該變換器是基于通用離線式電源控制器--MAX5021芯片 (IC1)來實現(xiàn)。
當(dāng)今的電信系統(tǒng)包含眾多的線卡，它們并行連接到高功率背板上，每一個都具有自己的輸人濾波電容和低電壓功率變換器。由于大量輸人濾波電容的并聯(lián)使每一個的值，限制在僅幾個微法，從而使電源設(shè)計相當(dāng)困難。那如何解決呢？
目前，MAX5021 控制芯片是一種高頻率、電流模式PWM控制器，很適合用于寬輸人范圍的隔離式電信電源。它可用來設(shè)計小型、高效的功率變換電路。其MAX5021芯片特點是：具有固定的262kHz開關(guān)頻率能使開關(guān)損耗控制在適當(dāng)范圍內(nèi)，同時又適度地減小了功率元件的尺寸；芯片內(nèi)部含有大回差的欠壓鎖定電路,具有極低的啟動電流，這種低損耗設(shè)計非常適合于具有寬輸入電壓范圍和低輸出功率的電源；逐周期電流限制(利用內(nèi)部的高速比較器實現(xiàn))降低了對于MOSFET和變壓器的超額設(shè)計要求；以及還包括最大占空比限制和高峰值輸出和吸收電流驅(qū)動能力等特性。圖1所示,為用通用離線式電源控制器-MAX5201芯片進(jìn)行輸人電壓范圍在36V至72V的5W反激式變換器開關(guān)電源設(shè)計原理圖。下面就該離線式開關(guān)電源幾個主要組成部的設(shè)計思想進(jìn)行討論。

2、功率級設(shè)計

電源設(shè)計的第一步是決定變換拓?fù)洹＿x擇拓?fù)涞臈l件應(yīng)包括輸入電壓范圍，輸出電壓，初級和次級電路中的峰值電流，效率，外形參數(shù)和成本。
對于一個具有1：2輸入電壓范圍、5W輸出的小外形參數(shù)電源，反激拓?fù)涫亲罴训倪x擇。這是為什么呢？因這種拓?fù)渌柙?shù)最少，有利于降低成本和外形參數(shù)。反激變壓器可設(shè)計為連續(xù)或非連續(xù)工作模式。在非連續(xù)模式中，變壓器磁芯在關(guān)斷周期完全傳送其能量，而連續(xù)模式則在能量傳送完成前開始下一個周期。據(jù)此情況，基于以下原因選擇非連續(xù)模式：它能使磁性元件中的能量存儲最大化(因此降低了元件尺寸)；簡化了補(bǔ)償(沒有右半平面的零點)；具有較高的單位增益帶寬。
雖然非連續(xù)工作模式的一個缺點是初級和次級電路中較高的峰／均電流比。較高的比率意味著較高的RMS（等效串聯(lián)電阻）電流，會導(dǎo)致更高的損耗和更低的效率。雖然有此缺點，但對于低功率變換來說，則非連續(xù)模式的優(yōu)點卻顯然要多于缺點。而且，該芯片的驅(qū)動能力，已足以驅(qū)動可承載峰值電流的功率開關(guān)管-MOSFET（Q1）。對于電信電源應(yīng)用，MAX5021在此拓?fù)渲惺褂脴?biāo)準(zhǔn)的MOSFET，很容易獲得15W的功率輸出。

3、反激變壓器T1的設(shè)計

變壓器設(shè)計中降低損耗、提高效率的關(guān)鍵是選擇一個合適的磁芯。磁芯和繞組面積乘積決定了變壓器能夠處理的功率及其溫升。選擇磁芯時還需要考慮拓?fù)?繞組中的平均電流與RMS電流之比)、輸出電流、效率和外形參數(shù)。下面將逐步解釋如何設(shè)計一個非連續(xù)模式的反激變壓器T1/NS_A。
* 估算滿足要求的最小面積乘積AP與磁芯橫截面積Ae，選擇一個具有適當(dāng)外形參數(shù)的磁芯和線軸。
* 計算次級繞組電感，應(yīng)保證磁芯在最小關(guān)斷時間內(nèi)儲能完全釋放。
* 根據(jù)供應(yīng)最大負(fù)載所需的能量計算初級繞組電感。
* 計算初級匝數(shù)Np .
* 計算次級匝數(shù)NS和偏置繞組匝數(shù)Nbias.
* 計算磁芯AL值。
* 計算初級RMS電流，估算次級RMS電流。
* 考慮適當(dāng)?shù)睦@組順序和變壓器結(jié)構(gòu)以降低漏感。

3.1　利用下面的公式，估算滿足要求的最小面積乘積：

請注意上面第一個方程是通用的，第二個方程只用于采用MAX5021的電源在40℃溫升時的情況。
其中：

η=預(yù)期的變換器效率；
Kp=分配給初級繞組的面積(通常為0.5)；
KT=初級RMS電流和平均電流之比(對于于非連續(xù)反激拓?fù)湟话銥?.55到0.65)；
KU=窗口填充系數(shù)(0.4到0.5)；
J=電流密度(9.862x
)時窗口溫升低于40℃)；以及BMAX=最大工作磁通密度(單位：特斯拉，通常用在0.12T到0.15T)。
選擇一個面積乘積(AP)等于或大于以上計算數(shù)值的磁芯，同時注意磁芯的橫截面積。以下表格給出了不同輸出功率所對應(yīng)的磁芯尺寸、Ap和磁芯橫截面積(Ae)：

根據(jù)上述公式計算和表格中輸出功率(5W-8W)的選擇，得出：選擇EPC-I3型(TDK型號-PC44EPCI3-Z) 磁芯
磁芯Ap和Ae為：


3.2 正如先前所討論的，非連續(xù)工作模式要求磁芯在關(guān)斷周期完全放電。次級電感量Ls決定了磁芯完全放電所需的時間。經(jīng)計算得Ls為:


3.3 導(dǎo)通周期初級繞組中上升的電流在磁芯中建立起一定的能量，在隨后的關(guān)斷周期被釋放出來提供輸出功率。初級電感Lp必須在導(dǎo)通期間儲存足夠的能量以支持最大輸出功率.
經(jīng)計算Lp得為:


3.4下一步，計算初級繞組匝數(shù)N_p，必須保證初級繞組在最大V-s面積作用下最大磁通密度不超出上限。最大峰值工作電流出現(xiàn)在最大占空比時。經(jīng)計算初級匝數(shù)N_p 為: N_p=48

3.5 用四舍五人方式，使初級匝數(shù)為最接近的整數(shù)，并根據(jù)四舍五人后的初級繞組匝數(shù)計算次級繞組Ns和偏置繞組的匝數(shù)NBIAS。用公式計算次級繞組Ns和偏置繞組的匝數(shù)N_BIAS.為: N_s=9 ；N_bias=20

次級和偏置電路整流二極管的正向壓降分別假定為0.2V和0.7V。請參考二極管制造商提供的數(shù)據(jù)手冊核實這些數(shù)據(jù)。同樣，四舍五人次級和偏置繞組的匝數(shù)為最接近的整數(shù)。

3.6 磁芯AL值與磁路中的氣隙有關(guān)。MOSFET導(dǎo)通期間大部分能量被儲存于氣隙中。為降低電磁輻射，可將氣隙開在磁芯的中柱上。經(jīng)計算磁芯數(shù)值A(chǔ)L為:


3.7 變壓器制造商還須知道初級、次級和偏置繞組中的RMS電流，以便確定線徑?？紤]到趨膚效應(yīng)，建議采用不超過28AWG的線徑。可將多線并繞以達(dá)到符合要求的線徑。多絲繞組被非常普遍地用于高頻變換器。初級和次級繞組中的最大RMS電流發(fā)生在50％占空比(最低輸人電壓)和最大輸出功率的情況下?？捎霉接嬎愠跫塕MS電流(IPRMS)和次級RMS電流(ISRMS)為:

偏置電流通常低于10mA，這樣在選擇線徑時主要考慮的是繞線的便利性而非其載流能力。

3.8為了降低開關(guān)關(guān)斷時的漏感尖峰，合理的繞線技術(shù)和順序非常重要。例如，可以將次級繞組夾在兩半初級繞組之間，并使偏置繞組靠近次級繞組，這樣偏置電壓會跟隨輸出電壓。
需要說明的是:
* 在上述反激變壓器T1計算值中，其計算公式除3.1標(biāo)題外.其余均略；
計算的規(guī)格為VIN=36V-72V,VOUT=5.1及IOUT=1.1A條件下進(jìn)行的.

4、MOSFET(Q1)選擇

MOSFET的選擇條件包括最大漏極電壓、峰值／RMS初級電流和封裝所允許的最大耗散功率(不超出結(jié)溫限制)。MOSFET漏極承受的電壓是輸入電壓、次級電壓透過變壓器匝比的反射、以及漏感尖峰的總和。圖2為描述了漏極電壓VDS和初級電流的關(guān)系.MOSFET的最大額定VDS必須高于最壞情況下的漏極電壓(最大輸入電壓VIN(MAX)和輸出負(fù)載,而VSPIKE=電壓尖峰)。

較低的最大額定VDS意味著較短的溝道、更低RDS(ON) 、更低的柵極電荷和更小的封裝。因此，可取的做法是，選擇較低的Np／NS比，并且將漏感尖峰控制在較低水平下，通過這些手段降低VDS(MAX)要求。可采用電阻／電容／二極管(RCD)緩沖網(wǎng)絡(luò)來抑制尖峰。
初級RMS電流可被用來計算MOSFET的直流損耗。MOSFET的開關(guān)損耗和工作頻率、總柵極電荷和關(guān)斷過程中的交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗有關(guān)。導(dǎo)通期間的交叉?zhèn)鲗?dǎo)損耗可以忽略，因為非連續(xù)傳導(dǎo)模式中初級電流是從零開始的。為避免在上電過程和故障情況下?lián)p壞，有必要降額使用MOSFET。利用下面的公式估算MOSFET的功率損耗：



其中：
QG=MOSFET的總柵極電荷(庫侖)；
Vcc=偏置電壓(伏)；
tOFF=關(guān)斷時間(秒)；。以及
CDS=漏源電容(法拉)。

5、RCD(R11 C10 D3)緩沖網(wǎng)絡(luò)設(shè)計

為了降低對于MOSFET的VDS要求，建議在初級側(cè)采用RCD緩沖器采抑制漏感中的能量所激發(fā)的尖峰。緩沖器消耗了這些能量，不然的話，它們只能由 MOSFET自身來消耗。緩沖器中的電容必須有足夠高的容量來吸納漏感能量，使MOSFET漏極電壓不會超出容許范圍?？梢杂孟旅娴墓接嬎氵@個電容：

其中：
LL=漏感，由變壓器廠商提供。(本文所設(shè)計的變壓器，通常為1uH到3uH.)VSPIKE=電壓尖峰，典型為30V至50V。IPK=峰值初級電流，在本例中(最壞情況下)等于限流門限除以RSENSE(撿測電阻)。
二極管D3必須為快速開關(guān)型，反向隔離電壓至少等于MOSFET的額定VDS(MAX)。電阻的選擇應(yīng)使RC時間常數(shù)2至3倍于開關(guān)周期。電阻的耗散功率是漏感能量乘頻率，再加上電容兩端直流偏壓所產(chǎn)生的功率兩者之和?？捎霉剑裕┕浪汶娮璧墓β蕮p耗PR.
C10-- 緩沖電容 R11--緩沖電阻.

6、輸入濾波器(C1 C2 R1 )設(shè)計

輸入濾波器降低了變換器脈沖電流的交流成分，這樣使變換器對于輸入電源呈現(xiàn)為一個直流負(fù)載。這個濾波器的設(shè)計參數(shù)有RMS紋波電流容量、輸人電壓和允許反射回電源的交流分量水平。
由于非連續(xù)模式的反激式變換器要在每個周期內(nèi)通過電容器ESR吸取三角形的峰值電流，需要采用大型鋁電解電容，因為它們具有低ESR和高紋波電流容量。但是，對于一個分布式供電系統(tǒng)，相并聯(lián)的變換器輸人濾波電容加在一起，可能會在啟動時產(chǎn)生無法接受的浪涌電流。作為另一種選擇，你也可以采用陶瓷電容，以獲得低ESR和高紋波電流容量。同時又保持較低的總電容。
輸人峰到峰紋波電壓包括因電容器ESR(ΔVESR)和因電容器電荷損失所造成的電壓降(ΔVc)。對于低ESR陶瓷電容，可以使來自于電荷損失和ESR紋波的貢獻(xiàn)之比為3：1，可利用下面的公式估算電容器的電容量CIN和ESR:

選擇一個具有足夠RMS(平均有效值)紋波處理能力，同時又不會使內(nèi)部溫升過高的電容器。采用下面的公式估算輸入電容中的RMS紋波電流ICRMS：


7、LC輸出濾波器（L2 C9 ）設(shè)計

對于輸出電容的要求取決于負(fù)載端所能接受的峰到峰紋波電平。反激式變換器中的輸出電容要在開關(guān)導(dǎo)通時間內(nèi)供應(yīng)負(fù)載電流。而在關(guān)斷周期，隨著磁芯能量的釋放，變壓器次級繞組將損失的電荷補(bǔ)充回來，并且同時供應(yīng)負(fù)載電流。同樣，輸出紋波是輸出電容器ESR所產(chǎn)生的電壓降(ΔVESR)和開關(guān)導(dǎo)通時間內(nèi)因電荷損失所產(chǎn)生的電壓降(ΔVc)兩者之和.MAX5021的高開關(guān)頻率降低了對于電容量要求。建議采用低ESR的鉭電容，因為它們具有令人滿意的電容量和 ESR組合，可以利用下面的公式計算電容量和ESR:

其中：
D_OFF為放電占空比，可用下面的公式計算：

除此之外，次級電流的di／dt流過輸出電容的ESL時還會產(chǎn)生額外的尖峰噪聲，疊加在輸出紋波上。一個小的LC濾波器就可以抑制掉這些低能量的尖峰，并且它也有助于衰減開關(guān)頻率紋波。為了盡量減小濾波器的相位滯后效應(yīng)，確保其不影響補(bǔ)償，應(yīng)將其轉(zhuǎn)角頻率設(shè)計在遠(yuǎn)離預(yù)估閉環(huán)帶寬一個十倍頻程以上。圖3示出了采用和未用LC濾波器時的峰到峰紋波波形。采用一個luF到10uF的低ESR陶瓷電容，利用以下公式計算電感量：

其中：
fc=預(yù)估閉環(huán)帶寬。

8、 關(guān)于電源的功率損耗

高頻開關(guān)變換器的損耗可能會很大，因為開關(guān)損耗和直流損耗是簡單相加的。要將開關(guān)損耗保持在最低水平,仔細(xì)地挑選元件是很有必要的。MAX5021被設(shè)計為具有足夠高的工作頻率，以便降低無源元件的尺寸，同時又具有盡可能低的開關(guān)損耗。MAX5021的低啟動電流和低靜態(tài)工作電流使控制電路中的功率損耗降至最低。為了進(jìn)一步降低開關(guān)損耗，達(dá)到更高的轉(zhuǎn)換器效率，選用一個具有較低柵極電荷和柵到漏電容的MOSFET，并且平衡MOSFET的直流和開關(guān)功率損耗。圖4所示為圖1電源電路的的變換效率隨輸出電流的變化曲線,利用以下公式可計算出MOSFET中的直流和開關(guān)損耗PMOS：

其中:
QG=MOSFET柵極總電荷（納庫侖）；
Vcc=VCC電壓(MAX5021的引腳4)；
tF=關(guān)斷時間(秒)；
VD=關(guān)斷時的漏極電壓(伏)；
fSW=開關(guān)頻率(262kHz)；以及
IPK=初級峰值電流(安);
IPRMS=電流平均有效值.
在次級側(cè)采用肖特基二極管可以獲得低VFB和低反向恢復(fù)損耗。采用下面的公式計算次級二極管中的直流損耗PD，忽略因開關(guān)過程而產(chǎn)生的反向恢復(fù)損耗：
PD=VFB*Io
其中：
VFB=次級二極管于IPK／2時的正向壓降(伏)。
為了降低變壓器初級和次級間的漏感，可以將次級繞組夾在兩半初級繞組中間。采用多股線繞組可以降低趨膚效應(yīng)所造成的損耗。

9、輸出電壓的穩(wěn)定控制與頻率補(bǔ)償

頻率補(bǔ)償環(huán)由輸出VOUT路經(jīng)并聯(lián)調(diào)節(jié)器(誤差放大器)IC2-TLV431 AC、光電耦合器IC3-MOC207以及MAX5021內(nèi)部的PWM比較器組成。以實現(xiàn)對輸出電壓的穩(wěn)定控制. 而頻率補(bǔ)償環(huán)路經(jīng)也是由此閉合.
通過優(yōu)化的線路板設(shè)計可以獲得8kHz的閉環(huán)帶寬和44º的相位裕量。通過切換負(fù)載(20us內(nèi)從100mA到lA)，我們可以檢驗其負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，你會在輸出電壓上得到一個小的偏移和快速建立過程中的波動。一個過補(bǔ)償?shù)淖儞Q器會增加其響應(yīng)時間，并且還會在打開過程中造成輸出電壓過沖。

10、布局和安全準(zhǔn)則

高頻開關(guān)變換器會產(chǎn)生高擺率的電壓和電流波形。為了使電壓尖峰和電磁輻射降至最低，應(yīng)該最大限度減小電流環(huán)路和印刷線條中的寄生電感。合理的元件擺放是縮短高頻線條的關(guān)鍵。依照以下步驟可以獲得良好的布局：
* 盡可能減小由輸入電容正端、變壓器初級、MOSFET開關(guān)、檢流電阻和輸人電容負(fù)端構(gòu)成的環(huán)路。
* 盡可能縮短從MAX5021到開關(guān)MOSFET的柵極驅(qū)動線條。
* RCD緩沖器元件盡可能靠近輸入電容和MOSFET開關(guān)。
* 連接到MAX5021Vcc、VIN和CS引腳的陶瓷電容應(yīng)靠近IC放置。
* 盡可能減小由變壓器次級、次級二極管和輸出電容組成的環(huán)路。
* 為了在印刷板上有效散熱，在MOSFET漏極、變壓器次級和次級二極管上大面積敷銅。
電路類型(SELV，TNV-1，TNV-2或TNV-3)及其玷污程度(取決于電路所處環(huán)境)決定了對于初級和次級電路的間隔要求。

參考文獻(xiàn)

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2 .Computer Products Inc. Power Conversion Engineering Handbook 1997
3.Computer Products Inc. Power Supply Product　Handbook 1996-1997
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