圖2是雙管正激變換器。在這個應用中，F(xiàn)AN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這個拓撲基本上和熟知的單管正激變換器相同。但它的優(yōu)點是，兩晶體管中的任何一個漏極電壓只需要等於PFC的直流輸出電壓。相比之下，標準正激變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構(gòu)造簡單，便宜，因為它不需要復位繞組。

　　當然有缺點需要考慮∶使用的拓撲需要兩個晶體管，其中一個的門極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問題都不是大問題，因為功率MOSFET 的導通阻抗正比於漏極電壓，為2至2.5 倍。這意味著兩個晶體管，只須有一半耐電壓同時只有一半導通阻抗，即可使用更少的矽面積得到相同的傳導功耗。所以兩種解決方案的成本是相似的。

　　因為使用了門極驅(qū)動器FAN7382，第二缺點也沒有了。這個器件包含一個完全獨立的低端和高端門極驅(qū)動器。這是很重要的，因為在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時關(guān)閉和導通。當導通時，能量轉(zhuǎn)移到次級;當關(guān)閉時，變壓器經(jīng)復位二極管D217和D218被去磁化。

　　對於雙管和單管正激來說，主要設計等式完全相同，所以飛兆半導體應用說明AN-4137及其相關(guān)的電子數(shù)據(jù)表，如圖3所示 [2]，可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個PFC預調(diào)節(jié)器產(chǎn)生，填入電子數(shù)據(jù)表的線路電壓須選擇適當，以獲得正確的直流電壓。在這個應用中，284VRMS用於兩個最低和最高線電壓。線頻率并不影響計算。

　　接下來，考量 直流母線電容大小(例如1000uF)，因為使用到PFC，實際直流母線電容器兩端的紋波電壓相當小。

　　最高占空比也須嚴格小於0.5，允許變壓器去磁化。為了留下一些馀量，最大占空比選擇為0.45。

　　由於已經(jīng)有了單個晶體管正激的表單，np/nr比(Excel:Np/Nr)和最大額定MOSFET電壓可以忽略。

　　輸出濾波電感L5的電流紋波因素Krf 的選擇，通常是一個反復的過程。一方面，想使這個因素盡可能小，以減少初級和次級電流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得過大。因此，開始假設一個紋波因素，然後檢查L5的配置結(jié)果是否可以接受。在這次設計中，KRF值為0.21，L5的計算電感為40μH。計算的繞組將完全填補一個EER2828磁環(huán)。根據(jù)選擇的KRF，通過Q205和Q206的電流的RSM和峰值如下∶

　　如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為500V MOSFET。其次，輸出建議使用600V MOSFET， 而不是一個浪涌電壓限制器。SUPERFETTM FCP7N60具有下列數(shù)據(jù)

　　功耗能夠很容易得到，與計算Q1功耗類似。

　　這里給出了一個功耗上限值。在實際中，勵磁電感的諧振和節(jié)電輸出電容使電壓降低到400V以下，Q206的功耗當然是完全相同的。每一個MOSFET需要一個最大熱阻為20℃/W的散熱器。

　　電流感應電阻R233的值是這樣選擇的，最大峰值電流可能超過1.6A。如果電阻值為0.56Ω，這個條件實現(xiàn)了但沒有馀量。出於這個原因，選擇0.47Ω電阻，此時最大峰值電流為2.1A。

　　電感L5，變壓器，二次整流和濾波，都可以根據(jù)Excel表計算。在工作表給出的變壓器AP等式的幫助下，為變壓器選擇了一個EER2834磁環(huán)，繞組數(shù)據(jù)可在附錄中查到。整流二極管的反向電壓計算值是57V，但是推薦使用一個指定最大電壓至少100V的整流二極管。為了減少傳導和開關(guān)損耗，最好使用肖特基二極管。RMS電流負載在電子數(shù)據(jù)表中給出，可以用來確定二極管;實際選擇的是兩個FYP2010DN二極管。整流二極管D219和D220的平均電流為∶

　　確定功耗的方法與BR1和D1的方法相同。

　　再次，每個二極管使用的散熱器熱阻不超過20℃/W。[!--empirenews.page--]5、 DC/DC 變換器

　　如圖所示的Buck 變換器工作在連續(xù)模式，由一個簡單的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因為開放集電極輸出，使用一個由Q211/212 組成的驅(qū)動器來驅(qū)動P溝道MOSFET。通過Q209，D223和L6的峰值電流是6.3A。功耗差不多很容易被確定了。結(jié)果是∶器件需要的散熱器的熱阻不小於25℃/W。

　　由於肖特基二極管的快速開關(guān)，寄生振蕩激烈，必須采用RC 網(wǎng)絡R246/C250和R247/C249 抑制。雖然在文獻中有很多如何確定這些網(wǎng)絡值的等式，經(jīng)驗顯示計算值僅僅是實驗優(yōu)化的一個初值。原則上，使用相容在一個FYP2010中的兩個二極管是可能的，但在這種情況下，每個封裝的功耗加倍了，散熱復雜了。另一個用兩個二極管代替一個的理由是，即自驅(qū)動同步整流器(未列出)準備的PCB 需要兩個單獨二極管。

　　6. 待機電源

　　由FSD210B 驅(qū)動的flyback 電源(圖5)，不僅產(chǎn)生5v輸出電壓，而且也給FAN4800和FAN7382供電。通過OC2，主電源在待機期間是完全關(guān)閉的，只有這個電源仍然工作。

　　通常這種電源沒有什麼特別的，而且可以很容易地在AN-4137和相關(guān)電子數(shù)據(jù)表，或SMPS 設計工具[3]的幫助下進行設計。

　　實際設計的輸出電壓是5V，電流是0.3A，但有了上述工具，改變設計到一個不同輸出電壓和功率高達約6W，并不是一個問題。由於使用FOD2711BTV，輸出電壓下降到3.3V 也不是問題。

　　7. PCB 布局和機械構(gòu)造

　　在文獻[4]中可以找到功率電子布局規(guī)則，談到高di/dt 的回路封閉區(qū)域和高dv/dt 節(jié)點的銅箔區(qū)域必須盡可能小，旨在減少電磁干擾。另外，Q1的源引腳，R233接地，R5右側(cè)和FAN4800 接地引腳應該連接成星形，以減少共阻抗耦合的負面效應。

　　實際中的問題有∶對於較高輸出功率，PCB會較大;功率半導體必須放置在大散熱器上。結(jié)果是，往往不可能使回路小到應該達到的值，同時結(jié)合電流密度規(guī)則，布線和星形的銅芯面積會破壞完整的電路板。因此，一種高功率電源PCB有時是一種妥協(xié)，尤其是考慮成本須選擇單面PCB。

　　如果密切留意實際的電路板，你會發(fā)現(xiàn)一些不太重要的信號走的路線不一定是最短路徑。這允許仿效星形連接的大型接地平面。此外，接地平面和熱信號之間的間隔應盡可能小(考慮可靠性，對於給定電壓，間距約2mm)，以使回路最小。其次是成本因素，由一個2mm 厚鋁板組成的簡單散熱器，被彎曲成‘U’形，并被應用到初級和次級。只有Q1，消耗更多功率，需要一個額外的散熱器。

　　8. 測試結(jié)果

　　本電路板有一份詳細的測試報告。這里顯示了三項測試結(jié)果。

　　8.1 待機電源和輸入電壓

　　見圖78.2 全負載效率和輸入電壓見圖8

　　輸入電壓大於110VRMS時，效率遠高於預計的81%。對較小的電壓，數(shù)據(jù)可通過一個低阻抗EMI濾波器和去除NTC1提高。

　　8.3 功率開關(guān)和二極管波形見圖9

　　圖9 的左側(cè)顯示Q212 的漏極電流(下跡線)和電壓(上跡線)。從電流看來，CCM中的PSU工作是很明顯的。該漏極電壓被很好地箝制在直流電源電壓，當MOSFET關(guān)閉時。變壓器去磁化之後，電壓開始下降。斜率由變壓器激磁電感和MOSFET 的CDS確定的諧振值決定。

　　當MOSFET 導通時，漏極電壓有機會接近最低值，但由於勵磁電感的高誤差(+/-30%)這可能因不同電路板而異。圖10 的二極管波形清楚地顯示了當二極管關(guān)閉時的寄生振蕩。