由于傳統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源存在對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染以及工作效率低等問(wèn)題，因此目前國(guó)內(nèi)外各類(lèi)開(kāi)關(guān)電源研究機(jī)構(gòu)正努力尋求運(yùn)用各種高新技術(shù)改善電源性能[1]。其中，在開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)中通過(guò)功率因數(shù)校正PFC（Power Factor Correction)技術(shù)降低電磁污染及利用同步整流技術(shù)提高效率的研發(fā)途徑尤其受到重視。參考文獻(xiàn)[2-3]專(zhuān)題研討了有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)；參考文獻(xiàn)[4]綜述了單相并聯(lián)式技術(shù)的最新發(fā)展；參考文獻(xiàn)[5-6]分別優(yōu)化設(shè)計(jì)了帶負(fù)載電流反饋、并聯(lián)式PFC芯片的AC/DC變換器和升壓式PFC變換器，但所設(shè)計(jì)的電源效率及功率因數(shù)分別在85%和90%以下，其性能還有待進(jìn)一步提高。

本文設(shè)計(jì)并制作了一種高效低電磁污染的開(kāi)關(guān)電源樣機(jī)。測(cè)試結(jié)果表明，該電源具有優(yōu)良的動(dòng)態(tài)性能、較高的功率因數(shù)和工作效率，且控制簡(jiǎn)單，故具有一定的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。

1 開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)方案

開(kāi)關(guān)電源的結(jié)構(gòu)如圖1所示，它主要由220V交流電壓整流及濾波電路、功率因數(shù)校正電路、DC/DC變換器三大部分組成。

220V交流電經(jīng)整流供給功率因數(shù)校正電路，采用Boost型PFC來(lái)提高電源的輸入功率因數(shù)，同時(shí)降低了諧波電流，從而減小了諧波污染。PFC的輸出為一直流電壓UC，通過(guò)DC/DC變換可將該電壓變換成所要求的兩輸出直流電壓Uo1(12V)和Uo2(24V)。

從圖中可以看出，本電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵是在整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數(shù)校正電路，使輸入電流受輸入電壓嚴(yán)格控制，以實(shí)現(xiàn)更高的功率因數(shù)。同時(shí)設(shè)計(jì)中還采用同步整流技術(shù)以減少整流損耗，提高DC/DC變換效率。選用反激式準(zhǔn)諧振DC/DC變換器，既能增強(qiáng)對(duì)輸入電壓變化的適應(yīng)能力，又可以降低工作損耗。

為保證開(kāi)關(guān)電源的性能，電源實(shí)際制作時(shí)還附加了一些電路：(1)保護(hù)電路。防止負(fù)載本身的過(guò)壓、過(guò)流或短路；(2)軟啟動(dòng)控制電路。它能保證電源穩(wěn)定、可靠且有序地工作，防止啟動(dòng)時(shí)電壓電流過(guò)沖；(3)浪涌吸收電路。防止因浪涌電壓電流而引起輸出紋波峰-峰值過(guò)高及高頻輻射和高次諧波的產(chǎn)生。

2 開(kāi)關(guān)電源主要器件選擇

2.1 APFC芯片及控制方案

電源中功率因數(shù)校正電路以Infineon（英飛凌）公司生產(chǎn)的TDA4863芯片為核心，電路如圖2所示。開(kāi)關(guān)管VT1選用增強(qiáng)型MOSFET。具體控制方案為：從負(fù)載側(cè)A點(diǎn)反饋取樣，引入雙閉環(huán)電壓串聯(lián)負(fù)反饋，以穩(wěn)定DC/DC變換器的輸入電壓和整個(gè)系統(tǒng)的輸出電壓。

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2.2 準(zhǔn)諧振DC/DC變換器

DC/DC變換器的類(lèi)型有多種[7]，為了保證用電安全，本設(shè)計(jì)方案選為隔離式。隔離式DC/DC變換形式又可進(jìn)一步細(xì)分為正激式、反激式、半橋式、全橋式和推挽式等。其中，半橋式、全橋式和推挽式通常用于大功率輸出場(chǎng)合，其激勵(lì)電路復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)起來(lái)較困難；而正激式和反激式電路則簡(jiǎn)單易行，但由于反激式比正激式更適應(yīng)輸入電壓有變化的情況，且本電源系統(tǒng)中PFC輸出電壓會(huì)發(fā)生較大的變化，故本設(shè)計(jì)中的UC/UO變換采用反激方式，有利于確保輸出電壓穩(wěn)定不變。

本設(shè)計(jì)采用ONSMEI(安森美)準(zhǔn)諧振型PWM驅(qū)動(dòng)芯片NCP1207，它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時(shí)開(kāi)通，改善了開(kāi)通方式，減小了開(kāi)通損耗。

圖3是利用NCP1207芯片設(shè)計(jì)的DC/DC反激式變換器電路，其工作原理為：PFC輸出直流電壓UO，一路直接接變壓器初級(jí)線圈L1，另一路經(jīng)電阻R3接到NCP1207高壓端8腳，使電路起振，形成軟啟動(dòng)電路；NCP1207的5腳輸出驅(qū)動(dòng)脈沖開(kāi)通開(kāi)關(guān)管VT，L1存儲(chǔ)能量，當(dāng)驅(qū)動(dòng)關(guān)閉時(shí)，線圈L2和L3釋放能量，次級(jí)經(jīng)整流濾波后供電給負(fù)載，輔助線圈釋放能量，一部分經(jīng)整流濾波供電給VCC，形成自舉電路，另一部分經(jīng)電阻R1和R2分壓后送到NCP1207的1腳，來(lái)判斷VT軟開(kāi)通時(shí)刻；光耦P1反饋來(lái)自輸出電壓的信號(hào)，經(jīng)電阻R7和電容C2組成積分電路濾波后送入NCP1207的2腳，以調(diào)節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定，此為電壓反饋環(huán)節(jié)。電阻R6取樣主電流信號(hào)，經(jīng)串聯(lián)電阻R5和電容C4組成積分電路濾波后送入NCP1207的3腳，此為電流反饋環(huán)節(jié)。

2.3 同步整流管

電源系統(tǒng)采用電流驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)[8]，基本思路是通過(guò)使用低通態(tài)電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側(cè)的整流二極管工作，以最大限度地降低整流損耗，即通過(guò)檢測(cè)流過(guò)自身的電流來(lái)獲得MOSFET驅(qū)動(dòng)信號(hào)，VT1在流過(guò)正向電流時(shí)導(dǎo)通，而當(dāng)流過(guò)自身的電流為零時(shí)關(guān)斷，使反相電流不能流過(guò)VT1，故MOSFET與整流二極管一樣只能單向?qū)ā?/p>

選擇同步整流管主要是考慮管子的通態(tài)電流要大，通態(tài)電阻小，反向耐壓足夠大（應(yīng)按24V時(shí)變壓器次級(jí)變換反向電壓計(jì)　算），且寄生二極管反向恢復(fù)時(shí)間要短。經(jīng)對(duì)實(shí)際電路的分析計(jì)算，選用ONSEMI公司生產(chǎn)的MTY100N10E的MOSFET管，其耐壓100V，通態(tài)電流為100A，通態(tài)電阻為11MΩ，反向恢復(fù)時(shí)間為145ns，開(kāi)通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間分別為48ns和186ns，能滿(mǎn)足系統(tǒng)工作要求。

3 降耗及降電磁污染的手段

3.1 降耗措施

(1)利用TDA4863芯片優(yōu)越性能

TDA4863的性能特點(diǎn)是：當(dāng)輸入電壓較高時(shí)，片內(nèi)APFC電路從電網(wǎng)中吸取較多的功率；反之，當(dāng)輸入電壓較低時(shí)則吸收較少的功率，這就抑制了產(chǎn)生諧波電流，使功率因數(shù)接近單位功率因數(shù)；片內(nèi)還包含有源濾波電路，能濾除因輸出電壓脈動(dòng)而產(chǎn)生的諧波電流；芯片的微電流工作條件也降低了元器件的損耗。[!--empirenews.page--]

(2)電壓電流雙閉環(huán)反饋

因整機(jī)系統(tǒng)形成雙閉環(huán)系統(tǒng)，DC/DC變換器輸出穩(wěn)定電壓時(shí)既增大了輸入電阻又減小輸出電阻，達(dá)到了閉環(huán)控制的目的。變換器在較大功率時(shí)呈現(xiàn)同步整流方式，較小功率時(shí)開(kāi)關(guān)管、整流管均為零電壓開(kāi)通，同步整流或零電壓開(kāi)通都極大地降低了管耗。

3.2 降低電磁污染措施

(1)交流側(cè)設(shè)置電磁干擾（EMI）濾波器

設(shè)置EMI濾波器的目的是抑制電源線上傳導(dǎo)的高頻干擾，同時(shí)防止電源裝置產(chǎn)生的諧波污染電網(wǎng)。

(2)直流側(cè)安裝濾波電容器

在整流橋的兩端并聯(lián)了四只濾波電容器，可削弱整流部分對(duì)系統(tǒng)工作的影響。

(3)優(yōu)化元器件布局減小連線距離

在一次整流回路中將二極管與變壓器接近，而在二次整流回路中將二極管與變壓器和輸出電容都設(shè)置得比較靠近。

(4)合理接地

一方面為降低接地阻抗、消除分布電容的影響，安裝時(shí)將需要接地部分就近接到該端；另一方面分別將低頻電路、高頻電路和功率電路的公共端單獨(dú)連接后，再接到參考地端。

4 樣機(jī)測(cè)試結(jié)果分析

4.1 整流橋和開(kāi)關(guān)管測(cè)試波形

采用泰克（Tektronix）示波器TDS5034B對(duì)實(shí)驗(yàn)電路進(jìn)行測(cè)試，圖4是后級(jí)DC/DC變換器負(fù)載為12V/1.53A及24V/1.70A時(shí)的波形。其中，udr和ud分別為開(kāi)關(guān)管VT1驅(qū)動(dòng)電壓及其漏極電壓，u5為T(mén)DA4863的5腳電壓，即電感零電流檢測(cè)電壓，ui為整流橋正弦半波輸出電壓。由圖可知，ud幅值因?yàn)殂Q位而基本不變，呈高頻矩形波；u5的包絡(luò)線顯現(xiàn)出電感平均電流波形接近于正弦波形。當(dāng)ui為谷點(diǎn)時(shí)振蕩頻率f0明顯降低，因此時(shí)電流基準(zhǔn)信號(hào)也處于低谷，且輸出功率一定時(shí)很小的峰值電流無(wú)法使u5升高；在ui峰值附近f0也較低，因?yàn)殡娏骰鶞?zhǔn)信號(hào)亦處于峰值附近，電感電流峰值和輸出功率都較大，但因輸出平均功率一定，故f0降低。

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4.2 不同輸入交流電壓時(shí)的開(kāi)關(guān)管電壓波形

圖5是負(fù)載為12V/1.1A、24V/3.2A時(shí)，不同的ui下實(shí)測(cè)的開(kāi)關(guān)管VT1漏極電壓ud的波形。由圖可知，當(dāng)ui在90V～150V低壓段時(shí)，ud為252V，并保持不變；當(dāng)ui在210V～260V高壓段時(shí)，ud一直保持382V不變。由此說(shuō)明，電源系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了輸出電壓跟隨輸入交流電壓變化的目標(biāo)。

4.3 輸出紋波電壓波形

圖6為APFC的輸出高頻和低頻紋波電壓。由圖可知，高頻紋波電壓約為3V左右，低頻紋波頻率為100Hz時(shí)，波動(dòng)電壓約為10V。因后級(jí)為反激式DC/DC變換器，故對(duì)輸出電壓無(wú)影響。

4.4 開(kāi)關(guān)電源主要項(xiàng)目測(cè)試數(shù)據(jù)

不同負(fù)載和輸入交流電壓下測(cè)試的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示，表中，Ui、Ii；UO、IO；Pi、PO分別表示整個(gè)電源系統(tǒng)的交流輸入電壓、輸入電流；輸出電壓、輸出電流；輸入功率、輸出功率。樣機(jī)功率因數(shù)cosΦ是采用WT3000型高精度功率分析儀測(cè)試得到。具體測(cè)試情況是：電源系統(tǒng)未啟動(dòng)時(shí)，cosΦ只有0.625左右，但當(dāng)系統(tǒng)工作后，cosΦ逐漸升高并達(dá)到0.952以上，峰值點(diǎn)可達(dá)0.989，可見(jiàn)電源系統(tǒng)對(duì)功率因數(shù)的提升是明顯的。

本文所設(shè)計(jì)的反激式開(kāi)關(guān)電源與普通開(kāi)關(guān)電源相比，具有更低的功耗和電磁污染，而且對(duì)樣機(jī)實(shí)測(cè)的功率因素cosΦ高于0.95；在輸出端電壓分別為12V和24V時(shí)，對(duì)應(yīng)系統(tǒng)輸出紋波電壓實(shí)測(cè)約為104mV和185mV；THD值低至3.75%以下，符合EMI國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)，整個(gè)電源系統(tǒng)的效率范圍為85.8%≤η≤87.9%。因此，所設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源具有較高的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值，可以將其應(yīng)用于各種中小功率的電子設(shè)備中。