摘 要：介紹了一種半橋變流器軟開關(guān)的控制方法，實(shí)現(xiàn)了一個(gè)主開關(guān)的軟開通，同時(shí)使得另一個(gè)主開關(guān)能在較低電壓下開通分析了具體的控制電路以及主電路拓?fù)涔ぷ髟碜詈蠼o出了相應(yīng)的1V/30W實(shí)驗(yàn)電路模型,實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了前面的理論分析。

關(guān)鍵詞：半橋變流器：零電壓開關(guān)；同步整流

0 引言
    半橋電路拓?fù)湓谥行」β书_關(guān)電源中已經(jīng)得到了廣泛的應(yīng)用從門極脈沖觸發(fā)方式上分，半橋電路可分為對稱半橋和不對稱半橋。不對稱半橋是通過兩個(gè)互補(bǔ)的門極觸發(fā)脈沖來控制橋臂上下兩個(gè)開關(guān)管.在這種門極觸發(fā)脈沖方式下，兩個(gè)開關(guān)管之間幾乎沒有死區(qū)時(shí)間(dead-time)存在．所以．變壓器原邊 感和開關(guān)管輸出結(jié)電容之間形成的Lc振蕩就會(huì)削弱.而且這種很小的LC振蕩能
夠?qū)崿F(xiàn)兩個(gè)開關(guān)管的零電壓(ZVT)開通[1][2][3].但它只適合輸入電壓范圍較窄的場合，而不適合輸入電壓范圍較寬的場合[1][3]。對稱半橋兩開關(guān)管的門極觸發(fā)波形則是兩個(gè)脈寬相等且?guī)в兴绤^(qū)的PWM調(diào)制脈沖。對稱半橋的優(yōu)點(diǎn)是適合輸入電壓范圍較寬的場合，缺點(diǎn)是兩個(gè)主開關(guān)都工作在硬開關(guān)狀態(tài)下,在高頻情況下的開關(guān)損耗就會(huì)比較大。所以，它并不適合頻率很高的場合，而且．變壓器漏感和開關(guān)管結(jié)電容間在死區(qū)內(nèi)的振蕩也很明顯，這就會(huì)帶來振蕩損耗．甚至可能造成較高的振蕩尖峰從而損壞開關(guān)管。

    本文介紹了一種新型的軟開關(guān)半橋DC/DC變流器.它不需要外加任何其它器件，只需要通過改變開關(guān)管的觸發(fā)脈沖的相位就可以實(shí)現(xiàn)普通硬開關(guān)半橋拓?fù)渲械囊粋€(gè)開關(guān)管的軟開通．且減小了變壓器原邊漏感和開關(guān)管輸出結(jié)電容之間的振蕩，同時(shí)還可以使另一個(gè)MOS管在較低的電壓下開通另外一個(gè)特點(diǎn)就是工作在這種開關(guān)方式下的半橋變流器具有適合寬范圍輸人電壓的特性。

l PWM調(diào)制脈沖的實(shí)現(xiàn)
    這種PWM調(diào)制脈沖與不對稱半橋的不完全相同,兩個(gè)開關(guān)管的門極觸發(fā)脈沖之間有死區(qū)存在。具體的門極觸發(fā)脈沖以及控制原理圖如圖1和圖2所示.為了便于分析說明．這里將TL494作為PWM控制芯片。與普通的對稱半橋不同的是，它不是直接將TL494的兩路輸出經(jīng)自舉芯片后送到原邊的上F兩個(gè)開關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)．而是將其一路輸出經(jīng)二極管后作為D觸發(fā)器的輸入．經(jīng)觸發(fā)器分頻后再分成兩支路．其中一支路輸出經(jīng)自舉驅(qū)動(dòng)芯片后驅(qū)動(dòng)半橋電路的原邊開關(guān)管，另一支路輸出經(jīng)反相器反相后驅(qū)動(dòng)副邊的同步整流管(如圖2中vgs2和vsr1所示)。TL494的另一路輸出(OUT2)經(jīng)RCD電路后作為與非門的輸入，它的輸出分別經(jīng)自舉驅(qū)動(dòng)芯片和反相器．分別去驅(qū)動(dòng)原邊另一個(gè)主開關(guān)管和副邊另一個(gè)同步整流管(如圖2中vgs1和vsr2所示)這里的RCD電路和與非門的作用是將TL494的輸出0UT2作一個(gè)延時(shí)得到vgs1．以避免原邊兩主開關(guān)管的直通和實(shí)現(xiàn)開關(guān)管s1的軟開通.

2 工作原理分析
    主電路拓?fù)淙鐖D3(a)所示，輸出整流級(jí)采用的是帶中問抽頭的同步整流結(jié)構(gòu).圖2(b)給出了變流器一個(gè)工作周期的波形圖
新型軟開關(guān)半橋變流器在一個(gè)周期中的工作模式如圖4所示。

    模式l[t0~t1] 如圖4(a)所示，在t0時(shí)刻之前s2處于導(dǎo)通狀態(tài)，在t0時(shí)刻，s2的門極脈沖消失．s2關(guān)斷，由于變壓器原邊漏感的存在．在s于關(guān)斷后,st未開通之前，漏感的儲(chǔ)能對s2的輸出結(jié)電容Co2進(jìn)行充電，使vds2上升；同時(shí),S1的輸出結(jié)電容Co1處在放電狀態(tài)．vds1下降。副邊兩個(gè)同步整流管的體二極管同時(shí)導(dǎo)通維持負(fù)載電流. 變壓器副邊沒有功率輸出，負(fù)載電流由輸出電感Lo．來維持.
    模式2[t1~t2] 如圖4(b)所示.在t1時(shí)刻．S1的vds1下降到零點(diǎn)，此時(shí)觸發(fā)S1，實(shí)現(xiàn)了S1的零電壓開通。同時(shí)副邊同步整流管sr1也受觸發(fā)導(dǎo)通，S2和Sr2都處于關(guān)斷狀態(tài).在這個(gè)期間內(nèi),負(fù)載能量由輸入電容c1，經(jīng)變壓器變換后供給.
    模式3[t2~t3] 如圖4(C)所示。在t3時(shí)刻S1關(guān)斷．變壓器原邊的工作模式正好和模式1中的相反，此時(shí)，Co1被充電,Co2放電，從而vds1上升．vds2下降.副邊Sr1繼續(xù)維持導(dǎo)通,Sr2的體二極管D2被迫導(dǎo)通進(jìn)行續(xù)流。

    模式4[t3~t4] 如圖4(d)所示.在t3時(shí)刻Sr2受觸發(fā)導(dǎo)通，副邊兩個(gè)同步整流管都處在導(dǎo)通狀態(tài)，平分負(fù)載電流。而變壓器原邊此時(shí)就會(huì)形成兩個(gè)振蕩回路，它們分別由Lk,Co1,C1以及Lk,Co2,C2構(gòu)成.具體波形見圖3(b)所示。

    模式5[t4~t5] 如圖4(e)所示。在t4時(shí)刻S2開通，其中t4可取在大于t3的任何一時(shí)刻.它可以是在振蕩的上升沿或下降沿，也可以是在振蕩的最高點(diǎn)或是最低點(diǎn)，這主要取決于負(fù)載的大小。所以，調(diào)整負(fù)載可使S2在不同的vds2電壓下降開通。此時(shí)Sr2也受觸發(fā)導(dǎo)通,Sr1關(guān)斷。
    下一個(gè)工作模式就是模式1的情況，在這里不再重復(fù)敘述。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    實(shí)驗(yàn)主電路如圖3(a)所示?？刂齐娐啡鐖D2所示.主電路具體參數(shù)如表1所列．控制電路參數(shù)如表2所列。

    實(shí)驗(yàn)波形圖如圖5所示，圖5(a)是原邊主開關(guān)管和副邊同步整流管的門極驅(qū)動(dòng)波形。輕載時(shí)．由于負(fù)載電流較小，所以反映到原邊的電流也較小，存儲(chǔ)在變壓器漏感中的能量不足以實(shí)現(xiàn)S1的零電壓開通．圖5(b)是在輸入電壓Vin=36V，負(fù)載電流lo=15A時(shí)測得的上管S1的源漏極電壓vds1以及vgs1板電壓蹦波形，可以看出，在虛線區(qū)域內(nèi)S1，是在零電壓下受觸發(fā)導(dǎo)通的，因此實(shí)現(xiàn)了它的零電壓開通。圖5(c)是在輸入電壓Vm=36V，負(fù)載電流Lo=15A時(shí)測得的下管S1的源漏極電壓vds2和門極驅(qū)動(dòng)電壓vgs2波形．可以看出，在虛線區(qū)域內(nèi)S2是在vds2=9V的時(shí)候受觸發(fā)開通的，這樣就實(shí)現(xiàn)了較低電壓下開關(guān)管的開通．同樣可以減小開通損耗。但隨著負(fù)載的不同，開通時(shí)的vds2也會(huì)不同。

    圖6是在不同輸入電壓下測得的效率隨負(fù)載變化的曲線圖。輕載時(shí)．Vin=36V時(shí)的效率要比Vin=48V的效率高；隨著負(fù)載的增大Vin=48V時(shí)的效率明顯較高．且當(dāng)負(fù)載電流Io=15A時(shí)，ηmax=86.8％。滿載時(shí)的效率η=80.1％。

4 結(jié)語
    本文介紹了一種即不同于對稱半橋，也不同于不對稱半橋的控制方法——移相占空比法。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明：在負(fù)載一定的情況下．通過將一個(gè)開關(guān)管的門極觸發(fā)脈沖移相的的方法能夠?qū)崿F(xiàn)它的零電壓開通，且使得另一個(gè)開關(guān)管亦能在較低的電壓下開通。同時(shí)變壓器原邊的振蕩也會(huì)減小一半，從而有利于提高變流器的效率。它即有不對稱半橋的軟開關(guān)特性，也有對稱半橋的寬范圍輸入電壓的特點(diǎn)。但由于變流器的輸出是低壓大電流，所以．變流器的效率得到了限制。