射頻識(shí)別( RFID)技術(shù)在當(dāng)今無線通信領(lǐng)域應(yīng)用十分廣泛。相對(duì)于LF( 120~ 135 kH z)波段和HF( 13. 56MH z) 波段， UHF波段的RFID技術(shù)能夠在m 級(jí)距離上提供數(shù)百kb it/s的數(shù)據(jù)通信， 因而備受關(guān)注。目前成功商業(yè)應(yīng)用的UHF 射頻識(shí)別系統(tǒng)閱讀器往往采用分立元件構(gòu)造， 共同的缺點(diǎn)是體積大、功耗大。隨著CMOS工藝技術(shù)的發(fā)展進(jìn)步， 如果能夠提供基于CMOS工藝的單片閱讀器將極大的降低成本， 應(yīng)用前景也將更為廣闊; 而且單片集成的閱讀器方案也符合當(dāng)前多應(yīng)用便攜式終端的發(fā)展趨勢(shì)， 為未來多應(yīng)用整合提供可能。

　　本文設(shè)計(jì)的信道選擇濾波器用于UHF RFID閱讀器接收機(jī)模擬基帶部分， 接收機(jī)采用I/Q 兩支路正交的零中頻結(jié)構(gòu)， 圖1是接收機(jī)模擬基帶結(jié)構(gòu)圖。

　　根據(jù)EPC global C1G2協(xié)議要求， UHF RF ID閱讀器接收的最高數(shù)據(jù)速率達(dá)到640 kb it/s， 最大信號(hào)帶寬不超過1. 28MH z; 對(duì)于40 kbit/s的最低速率， 其信號(hào)帶寬小于250 kH z， 于是， 接收基帶信道選擇濾波器的帶寬為0. 3~ 1. 3MH z范圍內(nèi)可調(diào)。

圖1 信道選擇濾波器用于RFID模擬基帶

　　另外， 根據(jù)transmissiON mask的要求， 相鄰兩信道的功率差為40 dB。在本信道最小信號(hào)條件下，仍要保證本信道與相鄰信道同時(shí)保持通信， 這就要求信道選擇濾波器能夠克服臨道比本道高40 dB的干擾， 于是在設(shè)計(jì)的時(shí)候要求信道選擇濾波器在兩倍頻處有大于45 dB的抑制。

　　根據(jù)UHF RFID接收機(jī)結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)， 在多讀寫器環(huán)境中， 接收機(jī)將面臨幅度較大的干擾信號(hào)， 這就要求濾波器有能力處理大幅度的輸入信號(hào)， 即對(duì)其線性度要求較高。為了得到更高的線性度與更好的噪聲特性， 設(shè)計(jì)采用運(yùn)算放大器- RC 結(jié)構(gòu)濾波器模式。通過仿真， 決定采用六階Chebyshev低通濾波器結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)信道選擇濾波器的設(shè)計(jì)。

　　文章首先給出了六階Chebyshev低通濾波器設(shè)計(jì)過程; 然后給出Chebyshev低通濾波器的版圖以及濾波器和運(yùn)放的仿真結(jié)果; 最后做出結(jié)論。

　　1 六階Chebyshev低通濾波器設(shè)計(jì)

　　1. 1 二階Chebyshev低通濾波節(jié)

　　圖2給出了其二階低通濾波節(jié)(B iquad)結(jié)構(gòu)，其傳遞函數(shù)為:

　　盡管帶內(nèi)的平坦特性不如Butterworth近似，但它具有更快的幅度衰減特點(diǎn)。

圖2 二階Chebyshev低通濾波節(jié)

　　從圖2可以看到， 濾波器中的運(yùn)算放大器接成了緩沖器形式， 是典型的雙端輸入、單端輸出的運(yùn)算放大器。由于緩沖器的兩個(gè)輸入端均懸空， 當(dāng)輸入信號(hào)為差分形式時(shí)， 無法構(gòu)成全差分緩沖器[ 7 ]。通常的解決方法是用兩個(gè)單端輸出的運(yùn)算放大器去實(shí)現(xiàn)一個(gè)全差分結(jié)構(gòu)的緩沖器， 即一個(gè)運(yùn)放作為正輸入端， 另一個(gè)運(yùn)放作為負(fù)輸入端， 這就造成了器件數(shù)量的加倍， 輸入端的匹配也很難達(dá)到， 所形成的全差分緩沖器的性能并不理想。如何形成全差分的緩沖器， 在運(yùn)放的設(shè)計(jì)過程中需要著重考慮。

　　1. 2 運(yùn)放的設(shè)計(jì)

　　運(yùn)算放大器是運(yùn)算放大器- RC 濾波器的核心部件。根據(jù)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求， 運(yùn)算放大器開環(huán)增益在70 dB以上， 增益帶寬積大于65 MH z， 相位裕度取在65b~ 70b左右， SR值應(yīng)取大于12 V /L s。上文中提出緩沖器輸入端懸空的問題， 采用全平衡差動(dòng)放大器FBDDA( Fu lly BalancedD ifferentia lDifferenceAmplifier)可以方便的解決。

　　圖3給出了FBDDA的示意圖及按照負(fù)反饋方式構(gòu)成的全差分緩沖器結(jié)構(gòu)。FBDDA的輸入輸出關(guān)系可以表示為:

　　Ao 為理想狀態(tài)下運(yùn)放的開環(huán)增益。當(dāng)采用負(fù)反饋時(shí)可以得到如下的關(guān)系:

　　以上關(guān)系僅當(dāng)Aoy ] 時(shí)才可以成立， 所以在設(shè)計(jì)運(yùn)放時(shí)開環(huán)增益越大越好。

　
圖3 FBDDA 與全差分緩沖器

　　圖4所示為FBDDA。圖4( a)是一種兩級(jí)結(jié)構(gòu)的運(yùn)算放大器， 是FBDDA的核心電路， 圖4( b)與圖4( c)所示電路分別用來穩(wěn)定運(yùn)算放大器第一級(jí)輸出與第二級(jí)輸出的共模電平。運(yùn)算放大器的第一級(jí)放大器由兩個(gè)差分對(duì)構(gòu)成， 使得電路具有四個(gè)輸入端。為了獲得良好的噪聲系數(shù)， 電路的輸入管為PMOS管(M9、M10、M11、M12 )， 負(fù)載管為NMOS 管(M15、M16 )。運(yùn)算放大器的第二級(jí)為共源級(jí)結(jié)構(gòu)，輸入管采用NMOS管(M14、M17 )， 負(fù)載管采用PMOS管(M6、M18 )。電路采用米勒補(bǔ)償電容(Cc )和調(diào)零電阻(Rc )以保證運(yùn)放的閉環(huán)穩(wěn)定性。經(jīng)過計(jì)算可以得到全平衡差動(dòng)電路的小信號(hào)增益如下式所示:

圖4 全差分差動(dòng)放大器電路

　　其中g(shù)m 和ro 分別表示MOS管的跨導(dǎo)和輸出電阻。

　　為了提高運(yùn)放的增益， 可以增大gm 和ro。經(jīng)過計(jì)算放大器的等效輸入熱噪聲可表示為:

　　其中K為波耳茲曼常數(shù)( 1. 38 @10-23J/K)， T 為開爾文溫度。從上式可以看出， 要減小整個(gè)運(yùn)放的噪聲，輸入管應(yīng)使用較大寬長(zhǎng)比的PMOS管， 負(fù)載管應(yīng)使用較小寬長(zhǎng)比的NMOS管。一般的共模反饋電路在設(shè)計(jì)時(shí)都是放在第二級(jí)的輸出端， 用來穩(wěn)定運(yùn)放的輸出電壓[ 8]。本文為了滿足在所有工藝角中運(yùn)算放大器的性能， 在運(yùn)放的第一級(jí)也添加了共模反饋電路， 用來穩(wěn)定第一級(jí)的輸出電平。本文設(shè)計(jì)的兩種不同結(jié)構(gòu)的共模反饋電路如圖4( b)、4( c)所示。

　　1. 3 六階Chebyshev低通濾波器設(shè)計(jì)

　　圖5給出了采用FBDDA構(gòu)造的二階Chebyshev低通濾波器結(jié)構(gòu)， 圖6給出了FBDDA構(gòu)造的六階級(jí)聯(lián)Chebyshev低通濾波器結(jié)構(gòu)(C2 和C3、C6 和C7、C10和C11間接參考電平1. 6 V)。

圖5 全差分二階低通切比雪夫?yàn)V波器。

圖6 全差分六階切比雪夫?yàn)V波器。

　　為了實(shí)現(xiàn)截止頻率的切換并防止由電阻電容誤差引起的頻偏， 使用MOS開關(guān)控制接入電路中電阻的大小， 電容為固定的3pf。在電路中通過譯碼器利用數(shù)字信號(hào)控制開關(guān)的通斷， 實(shí)現(xiàn)了截止頻率在300 kH z~ 1. 3MH z中可調(diào)， 表1為經(jīng)過優(yōu)化后信道選擇濾波器的電阻取值方案。

表1 經(jīng)過優(yōu)化后電阻取值表

　　2 版圖設(shè)計(jì)與仿真結(jié)果

　　本文的六階Chebyshev低通濾波器采用IBM 0.18 Lm工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)， 仿真。圖7是對(duì)濾波器的版圖， 面積1 600 Lm @400 Lm。

圖7 六階Chebyshev低通濾波器版圖

　　圖8為截止頻率設(shè)為900 kH z時(shí)濾波器的交流、噪聲及群時(shí)延特性。從圖8( a)中可以看到， 濾波器的- 3 dB帶寬在900 kHz左右， 帶內(nèi)增益穩(wěn)定在0 dB， 在1. 8MH z頻率處具有大于49 dB的幅度衰減， 滿足信道選擇濾波器的設(shè)計(jì)指標(biāo); 從圖8 ( b)可以看出， 濾波器在整個(gè)通帶內(nèi)的群時(shí)延在1 L s左右， 變化量不超過0. 5 L s; 在圖8( c)中， 10 kH z頻率處的輸入噪聲電壓為44 nV /√ Hz， 1MHz頻率處的輸入噪聲電壓為80 nV / √H z， 通帶內(nèi)等效噪聲系數(shù)為42 dB， 滿足了UHF RFID閱讀器系統(tǒng)的要求。

圖8 信道選擇濾波器的特性

　　圖9 是全平衡差動(dòng)放大器開環(huán)情況的幅頻、相頻特性。從仿真的結(jié)果可以看出運(yùn)放的增益為71 dB， GBW為96MH z， 外接2 pF電容負(fù)載時(shí)的相位裕度為72. 7b， 可以滿足閉環(huán)穩(wěn)定工作的條件， 不會(huì)出現(xiàn)振蕩的情況。圖10 是全平衡差動(dòng)放大器的噪聲特性， 可以計(jì)算得到等效噪聲系數(shù)約為16 dB。

圖9 FBDDA 開環(huán)幅頻、相頻特性

圖10 FBDDA噪聲特性

　　表2總結(jié)了Chebyshev信道選擇低通濾波器在27 e 、TT 條件下相關(guān)性能的仿真結(jié)果。對(duì)其它工藝角及溫度的仿真結(jié)果也均達(dá)到系統(tǒng)的要求。

表2 信道選擇濾波器的相關(guān)性能仿真結(jié)果

　　3 結(jié)論

　　本文介紹了一種用在UHF RFID模擬基帶中的信道選擇濾波器， 詳細(xì)描述了它的工作原理和電路結(jié)構(gòu)， 給出了具體的設(shè)計(jì)過程， 獲得了比較理想的噪聲特性和線性度。