摘要：采用LCL濾波器的三相電壓源型脈寬調(diào)制(PWM)整流器廣泛應(yīng)用于中高功率場合，且可雙向運行?；谧鴺?biāo)變換的直接電流控制方法具有控制精度高、調(diào)節(jié)速度快等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于三相PWM整流器的控制。直接電流控制中的比例積分(PI)調(diào)節(jié)器會導(dǎo)致整流器啟動瞬間產(chǎn)生過沖電流，使得功率器件承受較大的瞬時電流應(yīng)力，影響系統(tǒng)的可靠性，故需研究三相整流器啟動沖擊的抑制方法。分析了三相電壓源型PWM整流器啟動過程并建立其動態(tài)模型，分析了產(chǎn)生過沖電流的原因，介紹了沖擊電流幅值的估算方法，在此基礎(chǔ)上提出了一種新型軟啟動控制方法，并通過仿真與實驗驗證了理論分析。
關(guān)鍵詞：整流器；啟動沖擊；軟啟動

1 引言
    三相PWM整流器具有直流電壓可控、功率因數(shù)高、網(wǎng)側(cè)電流畸變小等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于新能源發(fā)電、電動汽車充放電站等領(lǐng)域。目前常用的三相整流器控制策略有基于d，q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的直(間)接電流PI控制，基于反饋線性化的三相PWM控制法，三相PWM整流器的H∞魯棒控制等。其中，基于d，q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的直接電流PI控制結(jié)構(gòu)清晰、實現(xiàn)簡單，響應(yīng)速度快，且設(shè)計步驟可參考傳統(tǒng)的PI設(shè)計經(jīng)驗，得到了廣泛應(yīng)用。直接電流PI控制應(yīng)用于三相整流器時，會在啟動時導(dǎo)致較大的沖擊電流，增加了功率器件的電流應(yīng)力，對器件選型及工作可靠性產(chǎn)生了很大影響。
    針對三相PWM整流器的啟動沖擊問題，這里介紹了啟動瞬間PI控制器的調(diào)節(jié)過程，建立了系統(tǒng)的動態(tài)模型，在此基礎(chǔ)上給出了沖擊電流峰值的計算公式，指出了產(chǎn)生啟動沖擊的原因和影響因素，分析了PI參數(shù)對沖擊電流大小的影響，并提出了一種新型軟啟動算法，通過仿真和實驗驗證了理論分析的可行性。

2 三相PWM整流器控制與建模
    三相PWM整流器的主電路拓?fù)錇槿喟霕螂妷涸葱妥儞Q器(VSC)，如圖1所示，主要由LCL濾波器、三相橋臂及直流側(cè)電容組成。

    忽略R，經(jīng)d，q坐標(biāo)變換，系統(tǒng)狀態(tài)方程為：
    Ldid／dt=ud-ed， Ldiq／dt=uq-eq             (1)
    式中：ud，uq分別為橋臂電壓d，q軸分量；L為Lg和Lt之和；id，iq分別為有功、無功電流分量；ed，eq分別為電網(wǎng)電壓d，q軸分量。

    圖2示出系統(tǒng)的控制框圖。當(dāng)整流器正常工作時，將旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸與電網(wǎng)電壓矢量進(jìn)行同步。此時eq=0，初始條件下uq=0。假定誤差及擾動均較小，則根據(jù)式(1)可知在啟動過程中iq不會產(chǎn)生沖擊。因此，在單位功率因數(shù)狀態(tài)下，ed和ud是影響系統(tǒng)啟動沖擊的關(guān)鍵因素。

3 啟動沖擊分析
    整流器啟動瞬間電壓環(huán)離散PI控制器輸入輸出關(guān)系表達(dá)為：

    式中：kp2，ki2分別為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例系數(shù)和積分系數(shù)；，id分別為有功電流給定值與反饋值；uod為電流內(nèi)環(huán)輸出；ei為電流環(huán)誤差信號。
    假定輕載啟動，，則id逐漸增大，ei恒為負(fù)。由式(3)可知，此階段uod為負(fù)。設(shè)電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出參考電壓矢量在d軸上投影的最大值為Umax，則ud與uod的關(guān)系為：
   
    Udc在啟動瞬間可近似為恒定，則uod與ud成線性關(guān)系，其比例系數(shù)為。此時ed為正常數(shù)，根據(jù)式(2)～(4)，ud為負(fù)值，ud-ed的絕對值很大，id快速下降。在id從零降到的過程中，ud的值取決于電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器中kp2，ki2的大小關(guān)系，且保持為負(fù)值。當(dāng)id=時，ei=0，若此時ud仍未達(dá)到ed，id將繼續(xù)下降并超過，直到ud=ed時，id達(dá)到峰值。此后ud會超過ed，根據(jù)式(1)可知，此時id開始上升，并達(dá)到。之后，直流側(cè)電壓逐漸達(dá)到穩(wěn)態(tài)，過程如圖3所示。為方便觀察，圖中有功電流及其給定均用絕對值表示。Idsat為電流環(huán)給定飽和值，I0為有功電流初始值，Ipeak為有功電流峰值。

    可見，kp1，ki1對啟動沖擊影響有限，kP2，ki2對啟動沖擊具有較大影響，為簡化公式，用kp和ki替代kp2和ki2。由于采用數(shù)字控制器，故各狀態(tài)方程均為離散，列寫系統(tǒng)差分方程，可求得沖擊電流峰值：
   

4 啟動沖擊的抑制方法
    圖4示出三相整流器系統(tǒng)框圖。其中，GPI(s)為電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，其表達(dá)式為：
    GPI(s)=kp+ki／s       (6)
    1／(Ts+1)為采樣延遲，整流器傳遞函數(shù)為：
    GPWM(s)=kPWM／(0．5Ts+1)     (7)
    GLCL(s)為LCL濾波器傳遞函數(shù)，由于啟動沖擊為低頻響應(yīng)，LCL濾波器可等效為單L濾波器，故低頻下GLCL(s)滿足：
    GLCL(s)=1／(R+LsS)           (8)
    式中：Ls=Lg+Lt。

    啟動沖擊是由負(fù)常量ed和動態(tài)響應(yīng)超調(diào)量兩部分引起的電流沖擊共同組成，故可在電流環(huán)中加入前饋量ed和第一個采樣周期的比例輸出，并引入高通濾波負(fù)反饋法來分別解決這兩部分沖擊，則此時電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出初始值為：

    可見，kp，kPWM下降均會導(dǎo)致超調(diào)量上升。當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定工作時，由于直流側(cè)為阻容放電回路，穩(wěn)態(tài)加載時直流側(cè)電壓變化較慢，每個采樣周期電流環(huán)給定值增量較小，沖擊較低，PI參數(shù)取值范圍較寬，所以設(shè)計參數(shù)時為保證帶LCL濾波器的整流器不發(fā)生諧振并盡量降低損耗，PI調(diào)節(jié)器的kp往往取值較小。但整流器啟動時直流側(cè)電壓遠(yuǎn)低于穩(wěn)態(tài)時直流電壓，電流環(huán)給定為階躍飽和信號，且此時kPWM下降，超調(diào)量大幅上升。因此可在電流內(nèi)環(huán)中加入高通濾波負(fù)反饋環(huán)節(jié)，則改進(jìn)后的電流內(nèi)環(huán)控制回路如圖5所示。

    其開環(huán)、閉環(huán)傳遞函數(shù)分別為：
   
    相對于普通的基準(zhǔn)斜坡緩起控制方法，電網(wǎng)電壓初值前饋法無需進(jìn)行PI參數(shù)的切換，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。

5 仿真和實驗驗證
    基于上述分析，搭建基于Matlab／Simulink的18 kW三相整流器仿真模型，直流側(cè)額定工作電壓700 V，交流電網(wǎng)電壓220 V／380 V／50 Hz，交流側(cè)濾波電感分別為1．8 mH和1．2 mH，輸出濾波電容20μF，開關(guān)頻率5kHz。啟動時id動態(tài)響應(yīng)如圖6a所示，調(diào)節(jié)時間約為0．03s。

    基于仿真模型搭建了一臺18 kW的三相整流器原理樣機(jī)，其相關(guān)參數(shù)與仿真模型一致。開關(guān)管選取FF75R12RT4。采用高通濾波器負(fù)反饋法啟動，并將飽和值設(shè)定為20 A，啟動時的c相進(jìn)網(wǎng)電流ic和電網(wǎng)電壓‰波形如圖6b所示。可見，在整流啟動時，高通濾波器負(fù)反饋法可有效抑制啟動沖擊電流，且動態(tài)特性較好。

6 結(jié)論
    研究了三相整流器的啟動沖擊，對啟動過程進(jìn)行了數(shù)學(xué)建模，分析了啟動沖擊產(chǎn)生的原因并給出了估算啟動沖擊電流大小的計算方法。在此基礎(chǔ)上，針對啟動沖擊產(chǎn)生的兩個要素提出了電流高通濾波負(fù)反饋軟啟動法，分析了其啟動性能，并研制了一臺18 kW的三相整流器原理樣機(jī)。仿真和實驗表明，高通濾波負(fù)反饋法簡單有效，動態(tài)響應(yīng)速快，可實現(xiàn)快速無沖擊啟動。