摘要：提出了一種低成本的方波逆變電源的基本原理及制作方法；介紹了驅動電路芯片SG3524和IR2110的使用；設計了驅動和保護電路；給出了輸出電壓波形的實驗結果。 

關鍵詞：逆變器；自舉電容；低成本

0    引言

    電源是電子設備的動力部分,是一種通用性很強的電子產(chǎn)品。它在各個行業(yè)及日常生活中得到了廣泛的應用，其質量的好壞極大地影響著電子設備的可靠性,其轉換效率的高低和帶負載能力的強弱直接關系著它的應用范圍。方波逆變是一種低成本，極為簡單的變換方式，它適用于各種整流負載，但是對于變壓器的負載的適應不是很好，有較大的噪聲。

    本文依據(jù)逆變電源的基本原理，利用對現(xiàn)有資料的分析推導,提出了一種方波逆變器的制作方法并加以調試。

1    系統(tǒng)基本原理

    本逆變電源輸入端為蓄電池（＋12V，容量90A·h），輸出端為工頻方波電壓（50Hz，310V）。其結構框圖如圖1所示。

圖1    方波逆變器的結構框圖

    目前，構成DC/AC逆變的新技術很多，但是考慮到具體的使用條件和成本以及可靠性，本電源仍然采用典型的二級變換，即DC/DC變換和DC/AC逆變。首先由DC/DC變換將DC 12V電壓逆變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻升壓變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩(wěn)定的約320V直流電壓；然后再由DC/AC變換以方波逆變的方式，將穩(wěn)定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的方波電壓；再經(jīng)LC工頻濾波得到有效值為220V的50Hz交流電壓，以驅動負載。

2    DC/DC變換

    由于變壓器原邊電壓比較低,為了提高變壓器的利用率,降低成本,DC/DC變換如圖2所示，采用推挽式電路，原邊中心抽頭接蓄電池，兩端用開關管控制，交替工作，可以提高轉換效率。而推挽式電路用的開關器件少,雙端工作的變壓器的體積比較小,可提高占空比,增大輸出功率。

圖2    DC/DC變換結構圖

    雙端工作的方波逆變變壓器的鐵心面積乘積公式為

    A_eA_c=P_o(1＋η)/(ηDKjfK_eK_cB_m)（1）

式中：A_e(m²)為鐵心橫截面積；

      A_c(m²)為鐵心的窗口面積；

      P_o為變壓器的輸出功率；

            η為轉換效率；

            δ為占空比；

      K是波形系數(shù)；

      j(A/m²)為導線的平均電流密度；

      f為逆變頻率；

      K_e為鐵心截面的有效系數(shù)；

      K_c為鐵心的窗口利用系數(shù)；

      B_m為最大磁通量。

    變壓器原邊的開關管S₁和S₂各采用IRF32055只并聯(lián)，之所以并聯(lián)，主要是因為在逆變電源接入負載時，變壓器原邊的電流相對較大，并聯(lián)可以分流，可有效地減少開關管的功耗，不至于造成損壞。

    PWM控制電路芯片SG3524，是一種電壓型開關電源集成控制器,具有輸出限流,開關頻率可調,誤差放大,脈寬調制比較器和關斷電路,其產(chǎn)生PWM方波所需的外圍線路很簡單。當腳11與腳14并聯(lián)使用時,輸出脈沖的占空比為0～95％,脈沖頻率等于振蕩器頻率的1/2。當腳10（關斷端）加高電平時,可實現(xiàn)對輸出脈沖的封鎖,與外電路適當連接,則可以實現(xiàn)欠壓、過流保護功能。利用SG3524內(nèi)部自帶的運算放大器調節(jié)其輸出的驅動波形的占空比D，使D>50％，然后經(jīng)過CD4011反向后，得到對管的驅動波形的D<50％，這樣可以保證兩組開關管驅動時，有共同的死區(qū)時間。

3    DC/AC變換

    如圖3所示，DC/AC變換采用單相輸出，全橋逆變形式，為減小逆變電源的體積，降低成本，輸出使用工頻LC濾波。由4個IRF740構成橋式逆變電路，IRF740最高耐壓400V，電流10A，功耗125W，利用半橋驅動器IR2110提供驅動信號，其輸入波形由SG3524提供，同理可調節(jié)該SG3524的輸出驅動波形的D<50％，保證逆變的驅動方波有共同的死區(qū)時間。

圖3    DC/AC逆變電路結構

    IR2110是IR公司生產(chǎn)的大功率MOSFET和IGBT專用驅動集成電路，可以實現(xiàn)對MOSFET和IGBT的最優(yōu)驅動，同時還具有快速完整的保護功能，因而它可以提高控制系統(tǒng)的可靠性，減少電路的復雜程度。

    IR2110的內(nèi)部結構和工作原理框圖如圖4所示。圖中HIN和LIN為逆變橋中同一橋臂上下兩個功率MOS的驅動脈沖信號輸入端。SD為保護信號輸入端，當該腳接高電平時，IR2110的輸出信號全被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平；而當該腳接低電平時，IR2110的輸出信號跟隨HIN和LIN而變化，在實際電路里，該端接用戶的保護電路的輸出。HO和LO是兩路驅動信號輸出端，驅動同一橋臂的MOSFET。

圖4    IR2110的內(nèi)部結構和工作原理框圖

    IR2110的自舉電容選擇不好，容易造成芯片損壞或不能正常工作。V_B和V_S之間的電容為自舉電容。自舉電容電壓達到8.3V以上，才能夠正常工作，要么采用小容量電容，以提高充電電壓，要么直接在V_B和V_S之間提供10～20V的隔離電源，本電路采用了1μF的自舉電容。

    為了減少輸出諧波，逆變器DC/AC部分一般都采用雙極性調制，即逆變橋的對管是高頻互補開通和關斷的。

4    保護電路設計及調試過程中的一些問題

    保護電路分為欠壓保護和過流保護。

    欠壓保護電路如圖5所示，它監(jiān)測蓄電池的電壓狀況，如果蓄電池電壓低于預設的10.8V，保護電路開始工作，使控制器SG3524的腳10關斷端輸出高電平，停止驅動信號輸出。

圖5    欠壓保護電路圖

    圖5中運算放大器的正向輸入端的電壓由R₁和R₃分壓得到，而反向輸入端的電壓由穩(wěn)壓管箝位在＋7.5V，當蓄電池的電壓下降超過預定值后，運算放大器開始工作，輸出跳轉為負，LED燈亮，同時三級管V截止，向SG3524的SD端輸出高電平，封鎖IR2110的輸出驅動信號。

    過流保護電路如圖6所示，它監(jiān)測輸出電流狀況，預設為1.5A。方波逆變器的輸出電流經(jīng)過采樣進入運算放大器的反向輸入端，當輸出電流大于1.5A后，運算放大器的輸出端跳轉為負，經(jīng)過CD4011組成的R-S觸發(fā)器后，使三級管V₁基級的信號為低電平，三級管截止，向IR2011的SD1端輸出高電平，達到保護的目的。

圖6    過流保護電路圖

    調試過程遇到的一個較為重要的問題是關于IR2110的自舉電容的選擇。IR2110的上管驅動是采用外部自舉電容上電，這就使得驅動電源的路數(shù)大大減少，但同時也對V_B和V_C之間的自舉電容的選擇也有一定的要求。經(jīng)過試驗后，最終采用1μF的電解電容，可以有效地滿足自舉電壓的要求。

5    試驗結果及輸出波形

    DC/DC變換輸出電壓穩(wěn)定在320V，控制開關管的半橋驅動器IR2110開關頻率為50Hz，實驗的電路波形如圖7～圖14所示。

圖7    IR2110下管的驅動波形

圖8    IR2110上管驅動波形

圖9    SG3524輸出的驅動波形（DC/AC）

圖10    SG3524的驅動波形（DC/DC） 

圖11    外接整流負載的輸出電壓波形

圖12    外接300Ω電阻負載的輸出電壓波形

圖13    外接500Ω電阻負載的輸出電壓波形

圖14    外接600Ω電阻負載的輸出電壓波形

6    結語

    在逆變電源的發(fā)展方向上，輕量、小型、高效是其所追求的目標。本文所介紹的逆變電源電路主要采用集成化芯片,使得電路結構簡單、性能穩(wěn)定、成本較低。因此,這種電路是一種控制簡單、可靠性較高、性能較好的電路。整個逆變電源也因此具有較高的性價比和市場競爭力。