盡管長久以來人們一直預測，4mA 至 20mA 電流環(huán)路將消失，但是這種模擬接口仍然是連接電流環(huán)路電源與檢測電路的最常見方法。這種接口需要將電壓信號 (典型值為 1V 至 5V) 轉換為 4mA 至 20mA 的輸出。嚴格的準確度要求決定，必須使用昂貴的精密電阻器或微調電位器，以校準較不精密器件的初始誤差，滿足設計目標要求。在今天以自動測試設備為主導和表面貼裝型生產環(huán)境中，這兩種方法都不是最佳。獲得采用表面貼裝封裝的精密電阻器是很難，微調電位器又需要人工干預，而這種要求與生產環(huán)境是不相容的。

凌力爾特的 LT5400 四匹配電阻器網絡幫助解決了這些問題，該網絡采用一種簡便的電路，不需要微調，但實現了小于 0.2% (圖 1) 的整體誤差。該電路采用兩級放大器，利用了 LT5400 獨特的匹配特性。第一級放大器將來自 DAC、典型值為 1V 至 5V 的輸出加到運算放大器 IC1A 的非反相輸入。這個電壓通過 FET Q2，將通過 R1 的電流準確地設定為 VIN/R1。這個電流通過 R2 拉低，因此 R2 底端的電壓為 24V 環(huán)路電源電壓減去輸入電壓。

這部分電路有 3 個主要誤差源：R1 和 R2 的匹配;IC1A 的失調電壓;以及 Q2 的泄漏電流。R1 和 R2 的準確值并不重要，但是它們必須相互準確匹配。LT5400A 級版本以 ±0.01% 的誤差實現了這一目標。LT1490A 在 0 至 70°C 之間具不到 700µV 失調電壓。這個電壓在 1V 輸入電壓時產生 0.07% 的誤差。NDS7002A 的泄漏電流為 10nA，盡管其數值通常小得多。這個泄漏電流代表 0.001% 的誤差。

第二級靠拉動通過 Q1 的電流，保持 R3 上的電壓等于 R2 上的電壓。因為 R2 上的電壓等于輸入電壓，所以通過 Q1 的電流準確地等于輸入電壓除以 R3。通過給 R3 并聯(lián)一個精確的 250Ω 分流電阻，該電流準確地跟蹤輸入電壓。

第二級的誤差源是 R3 的值、IC1R 的失調電壓和 Q1 的泄漏電流。電阻器 R3 直接設定輸出電流，因此其值對于該電路的精確度至關重要。這個電路利用常用的 250Ω 并聯(lián)電阻完成電流環(huán)路。圖中的 Riedon SF-2 器件的初始準確度為 0.1%，溫度漂移很低。與第一級的情形類似，失調電壓產生不超過 0.07% 的誤差。Q1 的泄漏電流低于 100nA，所產生的最大誤差為 0.0025%。

沒有任何微調時，總輸出誤差好于 0.2%。電流檢測電阻器 R3 是主要的誤差源。如果使用一個更高質量的器件 (例如 Vishay PLT 系列器件)，那么可以實現 0.1% 的準確度。電流環(huán)路輸出在使用中受到相當大的壓力。輸出至 24V 環(huán)路電源及地之間的二極管 D1 和 D2 幫助保護 Q1;R6 提供一定的隔離。通過提高 R6 的值，在輸出端以犧牲一些符合條件的電壓作為代價，可以實現更高的隔離度。如果最高輸出電壓要求低于 10V，那么可以將 R6 的值提高到 100Ω，針對輸出壓力提供更高的隔離度。如果設計方案需要增強保護，那么可以給輸出加上一個瞬態(tài)電壓抑制器，當然這么做會由于泄漏電流而導致輸出準確度有一定的損失。

這一設計方案僅使用了 LT5400 封裝中 4 個匹配電阻器中的兩個。還可以將另外兩個電阻器用于其他電路功能 (例如: 精確的反相器)，或者另一個 4mA 至 20mA 轉換器。另外，還可以引入其他電阻器與 R1 和 R2 并聯(lián)。這種方法降低了電阻器產生的統(tǒng)計誤差，降幅為 2 的平方根。

圖 1：精確匹配的電阻器提供準確的電壓至電流轉換