一、概論

開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉(zhuǎn)點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術也在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣闊的發(fā)展空間

電源有如人體的心臟，是所有電設備的動力。但電源卻不像心臟那樣形式單一。因為，標志電源特性的參數(shù)有功率、電源、頻率、噪聲及帶載時參數(shù)的變化等等;在同一參數(shù)要求下，又有體積、重量、形態(tài)、效率、可靠性等指標，人可按此去"塑造"和完美電源，因此電源的形式是極多的。

隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉(zhuǎn)點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。

一般電力要經(jīng)過轉(zhuǎn)換才能符合使用的需要。轉(zhuǎn)換的例子有：交流轉(zhuǎn)換成直流，高電壓變成低電壓，大功率中取小功率等等。

開關電源的工作原理是：

1.交流電源輸入經(jīng)整流濾波成直流;

2.通過高頻PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號控制開關管，將那個直流加到開關變壓器初級上;

3.開關變壓器次級感應出高頻電壓，經(jīng)整流濾波供給負載;

4.輸出部分通過一定的電路反饋給控制電路，控制PWM占空比，以達到穩(wěn)定輸出的目的。

開關電源設計全過程

1 目的

希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教。

2 設計步驟：

2.1 繪線路圖、PCB Layout.

2.2 變壓器計算。

2.3 零件選用。

2.4 設計驗證。

3 設計流程介紹(以DA-14B33為例)：

3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明。

3.2 變壓器計算：

變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗證是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹。

3.2.1 決定變壓器的材質(zhì)及尺寸：

依據(jù)變壓器計算公式

B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss)

Lp = 一次側電感值(uH)

Ip = 一次側峰值電流(A)

Np = 一次側(主線圈)圈數(shù)

Ae = 鐵心截面積(cm2)

B(max)依鐵心的材質(zhì)及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為例，100℃時的B(max)為3900 Gauss,設計時應考慮零件誤差，所以一般取3000~3500 Gauss之間，若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右，以避免鐵心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae越高，所以可以做較大瓦數(shù)的Power.

3.2.2 決定一次側濾波電容：

濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越大，Vin(win)越高，可以做較大瓦數(shù)的Power,但相對價格亦較高。

3.2.3 決定變壓器線徑及線數(shù)：

當變壓器決定後，變壓器的Bobbin即可決定，依據(jù)Bobbin的槽寬，可決定變壓器的線徑及線數(shù)，亦可計算出線徑的電流密度，電流密度一般以6A/mm2為參考，電流密度對變壓器的設計而言，只能當做參考值，最終應以溫昇記錄為準。

3.2.4 決定Duty cycle (工作周期)：

由以下公式可決定Duty cycle ,Duty cycle的設計一般以50%為基準，Duty cycle若超過50%易導致振蕩的發(fā)生。

NS = 二次側圈數(shù)

NP = 一次側圈數(shù)

Vo = 輸出電壓

VD= 二極體順向電壓

Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓

D =工作周期(Duty cycle)

3.2.5 決定Ip值：

Ip = 一次側峰值電流

Iav = 一次側平均電流

Pout = 輸出瓦數(shù)

效率

PWM震蕩頻率

3.2.6 決定輔助電源的圈數(shù)：

依據(jù)變壓器的圈比關系，可決定輔助電源的圈數(shù)及電壓。

3.2.7 決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力)：

依據(jù)變壓器的圈比關系，可以初步計算出變壓器的應力(Stress)是否符合選用零件的規(guī)格，計算時以輸入電壓264V(電容器上為380V)為基準。

3.2.8 其它：

若輸出電壓為5V以下，且必須使用TL431而非TL432時，須考慮多一組繞組提供Photo coupler及TL431使用。

3.2.9 將所得資料代入 公式中，如此可得出B(max)，若B(max)值太高或太低則參數(shù)必須重新調(diào)整。

3.2.10 DA-14B33變壓器計算：

輸出瓦數(shù)13.2W(3.3V/4A)，Core = EI-28,可繞面積(槽寬)=10mm,Margin Tape =? 2.8mm(每邊)，剩余可繞面積=4.4mm.

假設fT = 45 KHz ,Vin(min)=90V,? =0.7,P.F.=0.5(cosθ)，Lp=1600 Uh

計算式：

變壓器材質(zhì)及尺寸：l

由以上假設可知材質(zhì)為PC-40,尺寸=EI-28,Ae=0.86cm2,可繞面積(槽寬)=10mm,因Margin Tape使用2.8mm,所以剩余可繞面積為4.4mm.

假設濾波電容使用47uF/400V,Vin(min)暫定90V.[!--empirenews.page--]

決定變壓器的線徑及線數(shù)：

假設NP使用0.32ψ的線

電流密度=

可繞圈數(shù)=

假設Secondary使用0.35ψ的線

電流密度=

假設使用4P,則

電流密度=

可繞圈數(shù)=

決定Dutyl cycle:

假設Np=44T,Ns=2T,VD=0.5(使用schottky Diode)

決定Ip值：

決定輔助電源的圈數(shù)：

假設輔助電源=12V

NA1=6.3圈

假設使用0.23ψ的線

可繞圈數(shù)=

若NA1=6Tx2P,則輔助電源=11.4V

決定MOSFET及二次側二極體的Stress(應力)：

MOSFET(Q1) =最高輸入電壓(380V)+ =

=463.6V

Diode(D5)=輸出電壓(Vo)+ x最高輸入電壓(380V)=

=20.57V

Diode(D4)=

= =41.4V

其它：

因為輸出為3.3V,而TL431的Vref值為2.5V,若再加上photo coupler上的壓降約1.2V,將使得輸出電壓無法推動Photo coupler及TL431,所以必須另外增加一組線圈提供回授路徑所需的電壓。

假設NA2 = 4T使用0.35ψ線，則

可繞圈數(shù)= ,所以可將NA2定為4Tx2P

變壓器的接線圖：

3.3 零件選用：

零件位置(標注)請參考線路圖： (DA-14B33 Schematic)

3.3.1 FS1:

由變壓器計算得到Iin值，以此Iin值(0.42A)可知使用公司共用料2A/250V,設計時亦須考慮Pin(max)時的Iin是否會超過保險絲的額定值。

3.3.2 TR1(熱敏電阻)：

電源啟動的瞬間，由於C1(一次側濾波電容)短路，導致Iin電流很大，雖然時間很短暫，但亦可能對Power產(chǎn)生傷害，所以必須在濾波電容之前加裝一個熱敏電阻，以限制開機瞬間Iin在Spec之內(nèi)(115V/30A,230V/60A)，但因熱敏電阻亦會消耗功率，所以不可放太大的阻值(否則會影響效率)，一般使用SCK053(3A/5Ω)，若C1電容使用較大的值，則必須考慮將熱敏電阻的阻值變大(一般使用在大瓦數(shù)的Power上)。

3.3.3 VDR1(突波吸收器)：

當雷極發(fā)生時，可能會損壞零件，進而影響Power的正常動作，所以必須在靠AC輸入端 (Fuse之後)，加上突波吸收器來保護Power(一般常用07D471K)，但若有價格上的考量，可先忽略不裝。

3.3.4 CY1,CY2(Y-Cap)：

Y-Cap一般可分為Y1及Y2電容，若AC Input有FG(3 Pin)一般使用Y2- Cap , AC Input若為2Pin(只有L,N)一般使用Y1-Cap,Y1與Y2的差異，除了價格外(Y1較昂貴)，絕緣等級及耐壓亦不同(Y1稱為雙重絕緣，絕緣耐壓約為Y2的兩倍，且在電容的本體上會有"回"符號或注明Y1)，此電路因為有FG所以使用Y2-Cap,Y-Cap會影響EMI特性，一般而言越大越好，但須考慮漏電及價格問題，漏電(Leakage Current )必須符合安規(guī)須求(3Pin公司標準為750uA max)。

3.3.5 CX1(X-Cap)、RX1:

X-Cap為防制EMI零件，EMI可分為Conduction及Radiation兩部分，Conduction規(guī)范一般可分為： FCC Part 15J Class B 、 CISPR 22(EN55022) Class B 兩種 , FCC測試頻率在450K~30MHz,CISPR 22測試頻率在150K~30MHz, Conduction可在廠內(nèi)以頻譜分析儀驗證，Radiation 則必須到實驗室驗證，X-Cap 一般對低頻段(150K ~ 數(shù)M之間)的EMI防制有效，一般而言X-Cap愈大，EMI防制效果愈好(但價格愈高)，若X-Cap在0.22uf以上(包含0.22uf)，安規(guī)規(guī)定必須要有泄放電阻(RX1,一般為1.2MΩ 1/4W)。

3.3.6 LF1(Common Choke)：

EMI防制零件，主要影響Conduction 的中、低頻段，設計時必須同時考慮EMI特性及溫昇，以同樣尺寸的Common Choke而言，線圈數(shù)愈多(相對的線徑愈細)，EMI防制效果愈好，但溫昇可能較高。

3.3.7 BD1(整流二極體)：

將AC電源以全波整流的方式轉(zhuǎn)換為DC,由變壓器所計算出的Iin值，可知只要使用1A/600V的整流二極體，因為是全波整流所以耐壓只要600V即可。

3.3.8 C1(濾波電容)：

由C1的大小(電容值)可決定變壓器計算中的Vin(min)值，電容量愈大，Vin(min)愈高但價格亦愈高，此部分可在電路中實際驗證Vin(min)是否正確，若AC Input 范圍在90V~132V (Vc1 電壓最高約190V)，可使用耐壓200V的電容;若AC Input 范圍在90V~264V(或180V~264V)，因Vc1電壓最高約380V,所以必須使用耐壓400V的電容。

Re:開關電方設計?過祘

3.3.9 D2(輔助電源二極體)：

整流二極體，一般常用FR105(1A/600V)或BYT42M(1A/1000V)，兩者主要差異：

1. 耐壓不同(在此處使用差異無所謂)

2. VF不同(FR105=1.2V,BYT42M=1.4V)

3.3.10 R10(輔助電源電阻)：

主要用於調(diào)整PWM IC的VCC電壓，以目前使用的3843而言，設計時VCC必須大於8.4V(Min. Load時)，但為考慮輸出短路的情況，VCC電壓不可設計的太高，以免當輸出短路時不保護(或輸入瓦數(shù)過大)。

3.3.11 C7(濾波電容)：

輔助電源的濾波電容，提供PWM IC較穩(wěn)定的直流電壓，一般使用100uf/25V電容。

3.3.12 Z1(Zener 二極體)：

當回授失效時的保護電路，回授失效時輸出電壓沖高，輔助電源電壓相對提高，此時若沒有保護電路，可能會造成零件損壞，若在3843 VCC與3843 Pin3腳之間加一個Zener Diode,當回授失效時Zener Diode會崩潰，使得Pin3腳提前到達1V,以此可限制輸出電壓，達到保護零件的目的。Z1值的大小取決於輔助電源的高低，Z1的決定亦須考慮是否超過Q1的VGS耐壓值，原則上使用公司的現(xiàn)有料(一般使用1/2W即可)。

3.3.13 R2(啟動電阻)：

提供3843第一次啟動的路徑，第一次啟動時透過R2對C7充電，以提供3843 VCC所需的電壓，R2阻值較大時，turn on的時間較長，但短路時Pin瓦數(shù)較小，R2阻值較小時，turn on的時間較短，短路時Pin瓦數(shù)較大，一般使用220KΩ/2W M.O

3.3.14 R4 (Line Compensation)：

高、低壓補償用，使3843 Pin3腳在90V/47Hz及264V/63Hz接近一致(一般使用750KΩ~1.5MΩ 1/4W之間)。

3.3.15 R3,C6,D1 (Snubber)：

此三個零件組成Snubber,調(diào)整Snubber的目的：1.當Q1 off瞬間會有Spike產(chǎn)生，調(diào)整Snubber可以確保Spike不會超過Q1的耐壓值，2.調(diào)整Snubber可改善EMI.一般而言，D1使用1N4007(1A/1000V)EMI特性會較好。R3使用2W M.O.電阻，C6的耐壓值以兩端實際壓差為準(一般使用耐壓500V的陶質(zhì)電容)。

3.3.16 Q1(N-MOS)：

目前常使用的為3A/600V及6A/600V兩種，6A/600V的RDS(ON)較3A/600V小，所以溫昇會較低，若IDS電流未超過3A,應該先以3A/600V為考量，并以溫昇記錄來驗證，因為6A/600V的價格高於3A/600V許多，Q1的使用亦需考慮VDS是否超過額定值。