PWM必須面對(duì)的一個(gè)挑戰(zhàn)是通過濾波使數(shù)據(jù)流中的動(dòng)態(tài)AC部分實(shí)現(xiàn)衰減，同時(shí)保留其平均DC值。在整個(gè)輸出序列范圍內(nèi)，經(jīng)典PWM的最低頻率分量F/N也是最大的，因此最難衰減。幸運(yùn)的是，這篇設(shè)計(jì)實(shí)例引入了一個(gè)簡(jiǎn)單的技巧，可以緩解這一挑戰(zhàn)。

經(jīng)典脈寬調(diào)制器(PWM)所發(fā)出的重復(fù)序列，包括H個(gè)連續(xù)高邏輯電平(1)，后跟L個(gè)連續(xù)低邏輯電平(0)。每個(gè)高電平和低電平都持續(xù)一個(gè)時(shí)鐘周期T=1/F(Hz)。所得到的占空比可定義為H/N，其中N=H+L個(gè)時(shí)鐘周期。N通常是2的冪，但N可以是任何大于0的整數(shù)。PWM必須面對(duì)的一個(gè)挑戰(zhàn)是通過濾波使數(shù)據(jù)流中的動(dòng)態(tài)AC部分實(shí)現(xiàn)衰減，同時(shí)保留其平均DC值。在整個(gè)輸出序列范圍內(nèi)，經(jīng)典PWM的最低頻率分量F/N也是最大的，因此最難衰減。幸運(yùn)的是，這篇設(shè)計(jì)實(shí)例引入了一個(gè)簡(jiǎn)單的技巧，可以緩解這一挑戰(zhàn)。
在討論這個(gè)技巧之前，有必要快速回顧一下其他交流能量緩解技術(shù)，所有這些技術(shù)都像經(jīng)典技術(shù)一樣，采用某種計(jì)數(shù)器作為其驅(qū)動(dòng)引擎。我?guī)啄昵白x過的一種方法涉及N=2M-1個(gè)狀態(tài)的M位偽隨機(jī)序列生成器，其每個(gè)位都連接到數(shù)字比較器的一個(gè)輸入[1]。剩余的輸入以數(shù)字W表示。當(dāng)生成器的數(shù)量小于W時(shí)，比較器輸出1；否則，輸出0。當(dāng)對(duì)發(fā)生器計(jì)時(shí)時(shí)，結(jié)果是W個(gè)1、N-W個(gè)0以及W/N占空比的隨機(jī)數(shù)據(jù)流。所得到的“白噪聲”頻譜性質(zhì)比傳統(tǒng)PWM的F/N主要分量更容易濾除。一些SAM D Microchip微控制器(MCU)的硬件中內(nèi)置了更有效的緩解措施[2]。這些PWM修改了8位經(jīng)典PWM序列的2X個(gè)連續(xù)周期，以產(chǎn)生長(zhǎng)度為2X+8的更長(zhǎng)重復(fù)序列。這里X=4、5或6。對(duì)于K/2X+8的占空比，0≤K＜2X+8，每個(gè)八位序列至少具有K/2X個(gè)1的整數(shù)部分。將剩余的K取2X的模個(gè)1盡可能均勻地分布在2X八位序列中。結(jié)果是經(jīng)占空比調(diào)制的八位序列的長(zhǎng)序列，其在生成的最低頻率F/2X+8 Hz處和附近具有非常少的頻譜能量，其中大部分在F/28處和附近，因此濾波問題得到很大簡(jiǎn)化。這些方法的硬件支持并不總是可用。幸運(yùn)的是，大多數(shù)MCU都可以輕松實(shí)現(xiàn)上述技巧，其描述如下。一旦N=2、3或4…多達(dá)28個(gè)(甚至216個(gè))狀態(tài)計(jì)數(shù)器驅(qū)動(dòng)PWM的初始設(shè)置完成，無需軟件干預(yù)的“設(shè)置(占空比)即不管”的PWM操作就近在咫尺。當(dāng)占空比確實(shí)需要改變時(shí)，將所需的H值寫入輸出比較寄存器(OCR)即可。在大多數(shù)情況下，兩個(gè)具有獨(dú)立占空比的PWM可用，通常由同一計(jì)數(shù)器驅(qū)動(dòng)?？紤]一下利用這些功能組合可以實(shí)現(xiàn)什么目標(biāo)。在一個(gè)示例中，可以將計(jì)數(shù)器配置為N=16。PWM的占空比可為1/16、2/16、3/16，一直到15/16。剩余狀態(tài)將為0/16或16/16。兩個(gè)PWM輸出由兩個(gè)電阻按1:16的比例串聯(lián)組合連接。在這兩個(gè)電阻的連接處，有24×24=28種可能的平均值，就像單個(gè)PWM呈現(xiàn)28種不同狀態(tài)一樣。影響交流衰減的最簡(jiǎn)單的方法是在該結(jié)點(diǎn)和地之間連接一個(gè)電容器(圖1是完整電路的示例。)

圖1：實(shí)現(xiàn)交流衰減最簡(jiǎn)單方法的完整電路，其中電容器連接在PWM輸出端的兩個(gè)電阻器的結(jié)點(diǎn)與地之間。

但這種技術(shù)和傳統(tǒng)PWM都可以受益于具有更多數(shù)量的電阻器和電容器的更復(fù)雜的網(wǎng)絡(luò)，甚至還可以選擇使用運(yùn)算放大器來緩沖結(jié)果。運(yùn)算放大器還可以實(shí)現(xiàn)包含復(fù)極點(diǎn)對(duì)的濾波器，而不是僅限于實(shí)極點(diǎn)，否則實(shí)極點(diǎn)是唯一可獲得的極點(diǎn)。前一種類型能更有效地最小化濾波器穩(wěn)定時(shí)間和殘余交流能量大小的乘積。(早期的設(shè)計(jì)實(shí)例“Optimizing a simple analog filter for any PWM”中已經(jīng)給出了這樣的一個(gè)例子。)我使用ATmega16 MCU來實(shí)現(xiàn)圖1電路。盡管可以使用更高的時(shí)鐘頻率，但我將F設(shè)置為1MHz。PWM 1和PWM 2配置為以兩種不同的模式運(yùn)行：作為前面所述的具有獨(dú)立值輸出的兩個(gè)四位單元，以及作為具有相同輸出的八位單元。這對(duì)于兩種操作模式就能保持相同的R-C濾波器時(shí)間常數(shù)。表1列出了每種模式的OCR重復(fù)序列。

表1：四位和八位PWM模式用于生成圖2波形的OCR值。

圖2給出了兩種模式之一的示波器捕獲波形；兩種模式的屏幕截圖無法區(qū)分，分辨率約為18mV。必須在R1-R2-C1結(jié)點(diǎn)和負(fù)直流電壓之間連接一個(gè)額外的電阻(未顯示)。在不影響R1-R2比率的情況下，這會(huì)將波形的電壓移至接近地的電壓，以便示波器可以以高分辨率顯示它。

圖2：通過對(duì)表1中列出的四位和八位PWM模式的OCR進(jìn)行編程而生成的波形。這兩種模式的結(jié)果看起來相同，因?yàn)槭静ㄆ鲿?huì)以200ms/div掃描速率平均交流能量。

兩個(gè)四位PWM的頻率均為F/16=62.5kHz；八位PWM的頻率為F/256=3.90625kHz。該代碼大約每100ms更改一次OCR寄存器。在圖2的掃描速率下，示波器濾除了PWM交流信號(hào)，并將其替換為平均值。在隨后的圖中，示波器以更快的掃描速率顯示了它們的峰峰值幅度。圖3顯示8位PWM的電壓為120mV，而圖4顯示4位PWM的電壓僅為7.5mV。

圖3：圖1電路中八位PWM電容器兩端的交流能量。

圖4：圖1電路中四位PWM電容器兩端的交流能量。四位PWM的周期和幅度比八位PWM小16倍。

兩種模式的步進(jìn)分辨率均為18mV，四位峰峰值噪聲在不到半步的情況下接近最佳。所有更多的交流信號(hào)衰減都會(huì)不必要地增加1ms半步穩(wěn)定時(shí)間。在1/16頻率下峰峰值為120mV(6.7步)時(shí)，八位PWM實(shí)現(xiàn)幾乎無法使用。必須將電容器值增加到15μF，將相關(guān)的穩(wěn)定時(shí)間增加15倍，才能滿足雙四位PWM方法的能量衰減性能。本示例中采用的方法非常強(qiáng)大。通過一對(duì)8位PWM與比率為256:1的0.1%電阻互連，(雙八位)16位PWM可具有比傳統(tǒng)16位單元更容易濾除(容易256倍)的交流輸出。小于N=216或28級(jí)的PWM分辨率也可以實(shí)現(xiàn)，同時(shí)減少PWM周期并簡(jiǎn)化相關(guān)的濾波要求。甚至還有帶三個(gè)或四個(gè)PWM的MCU，其輸出可以與合適的電阻網(wǎng)絡(luò)相加。Christopher Paul在通信行業(yè)的多個(gè)工程職位上工作了40多年。