由于 SiC MOSFET 尺寸緊湊、效率更高，并且在高功率應(yīng)用中具有卓越的性能，因此目前正在開關(guān)應(yīng)用中取代 Si 器件。 SiC 器件可實(shí)現(xiàn)更快的開關(guān)時(shí)間，從而顯著降低開關(guān)損耗。這些優(yōu)勢(shì)源于 SiC 器件獨(dú)特的電氣和材料特性——MOSFET 體二極管結(jié)構(gòu)固有的快速反向恢復(fù)，這削弱了 SiC MOSFET 的優(yōu)勢(shì)。在快速反向恢復(fù)事件期間，設(shè)備可能會(huì)經(jīng)歷較大的電壓尖峰，從而給設(shè)備和整個(gè)系統(tǒng)帶來風(fēng)險(xiǎn)。其他設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)包括增加的電磁干擾 (EMI) 和意外故障，例如假柵極事件或寄生導(dǎo)通 。幸運(yùn)的是，您可以減輕這些影響，從而優(yōu)化系統(tǒng)性能。

系統(tǒng)級(jí)別的反向恢復(fù)：

與軟體二極管集成的 SiC MOSFET 提高了轉(zhuǎn)換器電路的工作頻率和效率，同時(shí)減少了組件數(shù)量。

圖 1顯示了單相兩電平轉(zhuǎn)換器的全橋拓?fù)湟约皩?dǎo)致反向恢復(fù)事件的脈沖模式。在 t 0處，所有開關(guān)開始處于關(guān)閉狀態(tài)。 S 1和S 4在t 1 期間最初開啟，讓電流通過負(fù)載。在t 2期間，S 4返回截止?fàn)顟B(tài)。然后電流必須更改為續(xù)流路徑，該路徑利用了 S 2中的體二極管。這段時(shí)間稱為死區(qū)時(shí)間，電流會(huì)因路徑電阻而衰減。在t 2和t 3之間的過渡期間，S 4重新導(dǎo)通，導(dǎo)致?lián)舸┣闆r，迫使 S 2的體二極管進(jìn)行反向恢復(fù)?；謴?fù)瞬間后，電流路徑中的寄生電感會(huì)導(dǎo)致電壓過沖，以維持路徑中的電流。

圖 1. 單相兩電平轉(zhuǎn)換器的原理圖顯示了反向恢復(fù)事件之前的續(xù)流電流(藍(lán)色箭頭)的路徑。脈沖模式顯示續(xù)流路徑和反向恢復(fù)事件。

反向恢復(fù)和柔軟系數(shù)

當(dāng) SiC 二極管從“正向?qū)ā鞭D(zhuǎn)變?yōu)椤敖刂範(fàn)顟B(tài)”時(shí)，會(huì)發(fā)生快速或反向恢復(fù)。為了簡(jiǎn)化反向恢復(fù)事件，圖 2顯示了二極管的理想恢復(fù)電流和電壓波形(圖 2a)以及 MOSFET 的非理想電流波形(圖 2b)。

圖 2. (a) 二極管的理想反向恢復(fù)電流(實(shí)線)和電壓(虛線)與 (b) 測(cè)量的 MOSFET 體二極管電流恢復(fù)波形的比較表明，測(cè)量的波形包含由寄生電感引起的振鈴在電路中。

圖 2a 顯示了基于 I二極管的兩個(gè)時(shí)間區(qū)域。從t 0到t 1，施加反向電壓VR(虛線)迫使電流以恒定速率d I /d t下降。在此期間，d I /d t變化的速率主要由所施加的VR 、互補(bǔ)器件的外部RG等電路元件以及寄生電路電感決定。在 t 1 開始時(shí)，多余的載流子從漂移區(qū)被移除，并且耗盡區(qū)開始形成，從而在二極管兩端建立電壓。當(dāng) I 時(shí)，電壓達(dá)到目標(biāo)值 V Rrrm在 t 2 處滿足，并且沒有來自電壓源 VR 的額外偏置進(jìn)一步增加電流幅度。從 t 2到 t 3，由于寄生電感與下降的環(huán)路電流相反，電壓超過其目標(biāo)值，最終穩(wěn)定在 V R。電壓過沖峰值取決于電路的寄生電感和恢復(fù)電流的變化率dI r /dt (max)。

通常，我們使用兩個(gè)公式來評(píng)估恢復(fù)事件的軟度因子。下面是 S1，單參數(shù)比率：

其中 t a = t 2 – t 1且t b = t 3 – t 2 。

當(dāng)S 1 = 1 時(shí)，電流達(dá)到Irrm 所需的時(shí)間等于返回到0 A 或泄漏值所需的時(shí)間。

測(cè)量反向恢復(fù)事件軟度的第二種方法定義如下：

其中：dI/dt 為換流電流初始過零時(shí)的電流，dI r /dt (max)為 t b期間的最大返回電流。

當(dāng)S 2 = 1時(shí)，流入和流出體二極管的電流速率相等。大多數(shù)器件從未達(dá)到理想的 S 1 和 S 2值。當(dāng)S1和S2小于1時(shí)，將發(fā)生快速恢復(fù)，而大于1的值被認(rèn)為是軟恢復(fù)。

圖3顯示了用于執(zhí)行反向恢復(fù)特性分析的半橋測(cè)試電路。與圖 1 中描述的脈沖模式類似，高側(cè)器件最初會(huì)打開和關(guān)閉，以允許受控的電流量流過低側(cè) MOSFET 的體二極管。然后，高側(cè)器件重新開啟，迫使續(xù)流電流換向、過沖并最終穩(wěn)定下來，完成反向恢復(fù)事件。測(cè)試板和其他外部電路應(yīng)限制對(duì)體二極管特性的影響。根據(jù)良好的 PCB 布局實(shí)踐，盡力最小化測(cè)試板的雜散電感，并確保外部電路不會(huì)限制 MOSFET 的開關(guān)能力。最小化電源和柵極環(huán)路的面積將減少電感并實(shí)現(xiàn)更好的開關(guān)控制。

圖 3. 該半橋配置的測(cè)試電路可讓您表征 MOSFET 中的反向恢復(fù)參數(shù)

管理反向恢復(fù)和 EMI

溫度依賴性是反向恢復(fù)事件期間V DS過沖和峰值 I DS值的主要因素。在高溫下進(jìn)行的測(cè)試將提供“最壞情況”的結(jié)果。通過體二極管的續(xù)流電流隨著時(shí)間的推移以熱量的形式慢慢消散。這種熱量會(huì)導(dǎo)致結(jié)點(diǎn)溫度發(fā)生變化，從而降低導(dǎo)電路徑的電阻，從而增加初始 d I /d t。

圖 4a顯示了反向恢復(fù)電流的溫度依賴性。測(cè)試參數(shù)包括 R G(ext) = 5 Ω、V DS = 800 V 和 I D = 40 A。建議增加外部柵極電阻以實(shí)現(xiàn)更柔和的恢復(fù)特性，例如降低 Q rr、I rrm和阻尼振鈴。圖 4b) 顯示了通過增加 R G(ext)獲得的反向恢復(fù)改進(jìn)。較高的柵極電阻可降低快速反向恢復(fù)的風(fēng)險(xiǎn)，并且如果過度阻尼，則可能會(huì)因 t rr增加而增加開關(guān)損耗。圖 4b) 顯示了不同外部 R G的反向恢復(fù)電流與時(shí)間的關(guān)系價(jià)值觀。電流波形中振鈴效應(yīng)的減少將減少不需要的 EMI。

圖 4.ID 與 t (a) 在 25°C 和 175°C 以及 (b) 不同 RG(ext) 值下的關(guān)系顯示了溫度和外部柵極電阻對(duì)反向恢復(fù)的影響。

表 1表明，增加 R G將降低 d I /d t和 Q rr并抑制初始振蕩峰值電流水平。相反，增加 R G也會(huì)增加 t rr，從而在過沖和開關(guān)時(shí)間之間進(jìn)行權(quán)衡。測(cè)量后務(wù)必目視檢查波形。

表 1. 各種 RG(ext) 值的反向二極管特性。

反向恢復(fù)對(duì)電壓和能量的影響

您還必須考慮反向恢復(fù)對(duì)電壓的影響，以確保電源電路不會(huì)超出設(shè)備的安全工作區(qū) (SOA)。換向電流路徑中的寄生電感會(huì)導(dǎo)致電壓波形出現(xiàn)過沖。如果忽視，您將違反 SOA 并降低系統(tǒng)效率和半導(dǎo)體器件的使用壽命。

圖 5a顯示了在 T = 125°C 且 V DS = 800 V時(shí)，低側(cè)器件的I SD恢復(fù)波形與時(shí)間的函數(shù)關(guān)系。圖 5b顯示了 V DS恢復(fù)波形與時(shí)間的函數(shù)關(guān)系，圖 5c顯示了峰值 V DS值作為外部柵極電阻的函數(shù)。測(cè)試的器件采用半橋配置，每個(gè)開關(guān)位置有 4 個(gè)并行芯片。正如預(yù)期的那樣，V DS峰值隨著 R G(ext)的增加而降低。需要R G(ext) >3 Ω 才能保持在器件的 SOA 內(nèi)。

圖 5. 顯示了在半橋配置中使用并聯(lián)四個(gè)芯片時(shí)的 (a) IDS 與 t (b) VDS 與 t (c) 以及 VDS 峰值與 RG(ext) 結(jié)果。通過增加模塊的外部柵極電阻可以輕松管理峰值 VDS。

結(jié)論

所示電路可幫助您在 SiC MOSFET 體二極管反向恢復(fù)期間減輕過沖電壓和不需要的 EMI。反向恢復(fù)是 MOSFET 體二極管固有的現(xiàn)象，結(jié)溫升高會(huì)放大負(fù)面影響。電路板或模塊電路寄生會(huì)產(chǎn)生振蕩電壓尖峰，從而打破器件 SOA 限制。您應(yīng)該準(zhǔn)確表征 MOSFET 體二極管的軟度系數(shù)，以充分了解緩解技術(shù)所帶來的好處。增加外部柵極電阻是軟化恢復(fù)特性和管理 V DS過沖的最常用方法。