介紹

數(shù)據(jù)中心中的電源實(shí)時(shí)測(cè)量輸入功率并將測(cè)量結(jié)果報(bào)告給主機(jī)，這就是所謂的電計(jì)量(e-metering)。在過去十年中，電子電表已成為電源裝置的常見要求，因?yàn)樗鼮閿?shù)據(jù)中心帶來了以下優(yōu)勢(shì) ：

· 識(shí)別異常低或高的能源使用量以及潛在原因，支持調(diào)峰等做法。

· 促進(jìn)圍繞空間和電力利用率的容量規(guī)劃。

· 幫助跟蹤和管理能源成本;核實(shí)能源賬單;并通過提高能源效率和能源管理來確定優(yōu)先順序、驗(yàn)證和降低能源成本。

· 能夠?qū)?shù)據(jù)中心性能進(jìn)行定量評(píng)估，并在公平的競(jìng)爭(zhēng)環(huán)境中對(duì)該性能進(jìn)行基準(zhǔn)測(cè)試。

· 幫助制定和驗(yàn)證能源效率戰(zhàn)略，并發(fā)現(xiàn)通過降低能源和運(yùn)營(yíng)成本來提高能源效率的機(jī)會(huì)。

· 調(diào)試和檢測(cè)物理系統(tǒng)中的故障并診斷其原因。

由于所有這些原因，電子表必須非常準(zhǔn)確。圖1顯示了模塊化硬件系統(tǒng)-通用冗余電源(M-CRPS)電表精度要求，要求負(fù)載大于125 W時(shí)輸入功率測(cè)量誤差在±1%以內(nèi)，在±1.25 W以內(nèi)當(dāng)負(fù)載在 50W 至 125W 之間時(shí)，當(dāng)負(fù)載低于 50W 時(shí)，在 ±5W 范圍內(nèi)。

圖1 M-CRPS電表精度規(guī)范，要求輸入功率測(cè)量誤差：負(fù)載大于125W時(shí)在±1%以內(nèi);當(dāng)負(fù)載介于 50 W 和 125 W 之間時(shí)，誤差范圍在 ±1.25 W 范圍內(nèi);當(dāng)負(fù)載低于 50 W 時(shí)，誤差范圍在 ±5 W 范圍內(nèi)。

為了達(dá)到如此高的測(cè)量精度，傳統(tǒng)上電子表功能是通過專用計(jì)量設(shè)備來實(shí)現(xiàn)的，如圖2所示。功率因數(shù)校正 (PFC) 輸入側(cè)的電流分流器感測(cè)輸入電流，交流線路和交流中性點(diǎn)上的分壓器(圖 2 中未顯示)感測(cè)輸入電壓。專用計(jì)量設(shè)備接收該電流和電壓信息，并計(jì)算輸入功率和輸入均方根(RMS)電流信息，將結(jié)果發(fā)送到主機(jī)。

圖 2傳統(tǒng)電表和 PFC 控制配置，其中：PFC 輸入側(cè)放置分流器以感測(cè)輸入電流，分壓器(未顯示)感測(cè)交流線路，交流中性線感測(cè)輸入電壓。

為了控制 PFC 輸入電流，另一個(gè)電流傳感器(例如圖 2 中所示的霍爾效應(yīng)傳感器)會(huì)感測(cè)輸入電流，然后將輸入電流信息發(fā)送到 MCU 以進(jìn)行 PFC 電流環(huán)路控制。然而，霍爾效應(yīng)傳感器和專用計(jì)量裝置都很昂貴。

在本電源技巧中，我將討論一種低成本但高精度的電子表解決方案，該解決方案使用單個(gè)電流傳感器進(jìn)行電子計(jì)量和 PFC 電流環(huán)路控制。將電表功能集成到 PFC 控制代碼中，無需專用計(jì)量設(shè)備，不僅降低了系統(tǒng)成本，還簡(jiǎn)化了印刷電路板 (PCB) 布局并加快了設(shè)計(jì)過程。

電子表解決方案

圖 3顯示了建議的電子電表配置。電流分流器感測(cè)輸入電流;隔離式 Delta-Sigma 調(diào)制器 AMC1306 可測(cè)量分流器上的壓降。 Δ-Σ 調(diào)制器輸出發(fā)送至 PFC 控制器 MCU。該電流信息將用于電子計(jì)量和 PFC 電流環(huán)控制。分壓器感測(cè)輸入電壓，然后由 MCU 的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 直接測(cè)量輸入電壓，就像傳統(tǒng) PFC 控制一樣。

圖 3新的電表和 PFC 控制配置，其中：電流分流器感測(cè)輸入電流，隔離式 Δ-Σ 調(diào)制器測(cè)量分流器上的電壓降，調(diào)制器的輸出用于電子計(jì)量和 PFC 電流。循環(huán)控制。

Delta-Sigma 調(diào)制器

與幾乎所有數(shù)字 PFC 控制器 MCU 都使用的逐次逼近寄存器 (SAR) 型 ADC 相比，Δ-Σ 調(diào)制器可以提供高分辨率數(shù)據(jù)。調(diào)制器以非常高的速率對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣，以產(chǎn)生 1 位代碼流，如圖4所示。

圖4 Delta-sigma調(diào)制器的輸入和輸出;較高的正輸入信號(hào)在輸出端產(chǎn)生的時(shí)間百分比較高，而較低的負(fù)輸入信號(hào)在輸出端產(chǎn)生的時(shí)間百分比較低。

1 與 0 的比率表示輸入模擬電壓。例如，如果輸入信號(hào)為 0 V，則 50% 的時(shí)間輸出為 1。較高的正輸入信號(hào)產(chǎn)生較高百分比的時(shí)間，而較低的負(fù)輸入信號(hào)產(chǎn)生較低百分比的時(shí)間。與大多數(shù)量化器不同，Δ-Σ 調(diào)制器將量化噪聲推至更高頻率 [4]，使其適合高精度測(cè)量。

Delta-Sigma 數(shù)字濾波器

C2000 MCU 具有內(nèi)置 delta-sigma 數(shù)字濾波器，可對(duì) 1 位流進(jìn)行解碼。濾波器輸出的有效位數(shù) (ENOB) 取決于濾波器類型、過采樣率 (OSR) 和 Δ-Σ 調(diào)制器頻率 [5]。通常，對(duì)于給定的濾波器類型，較高的 OSR 將導(dǎo)致較高的 ENOB;然而，代價(jià)是增加了濾波器延遲。

通過研究最佳速度與分辨率的權(quán)衡來選擇正確的濾波器配置非常重要。對(duì)于PFC電流環(huán)控制來說，短延遲更為重要，因?yàn)樗兄谠黾涌刂骗h(huán)相位裕度并減少總電流諧波失真。另一方面，為了實(shí)現(xiàn)電子計(jì)量的高精度，需要高分辨率的電流數(shù)據(jù)。因此，這里提出的解決方案使用兩個(gè)delta-sigma數(shù)字濾波器：一個(gè)配置為高速但分辨率相對(duì)較低，用于PFC電流環(huán)控制，另一個(gè)配置為高分辨率但速度相對(duì)較低，用于電子計(jì)量;參見圖5。

圖 5建議的 delta-sigma 濾波器配置使用兩個(gè)濾波器：一個(gè)用于高速但具有低分辨率，用于 PFC 電流環(huán)路控制;另一個(gè)用于低速，用于電子計(jì)量但具有高分辨率。

固件結(jié)構(gòu)

圖6是固件結(jié)構(gòu)，由三個(gè)循環(huán)組成：

· 用于緩慢且非時(shí)間關(guān)鍵任務(wù)的主循環(huán)。

· 以 100 kHz 運(yùn)行的快速中斷服務(wù)例程 (IRS1)，用于 ADC、delta-sigma 數(shù)據(jù)讀取和電流環(huán)路控制。

· 較慢的 ISR2 以 10 kHz 運(yùn)行，用于電壓環(huán)路控制和電表計(jì)算。

由于電表計(jì)算在 ISR2 中進(jìn)行，因此它對(duì) PFC 電流環(huán)路沒有影響。使用此結(jié)構(gòu)將電表功能集成到 PFC 控制代碼中不會(huì)影響 PFC 性能。

圖 6由三個(gè)循環(huán)組成的固件結(jié)構(gòu)：一個(gè)用于低非時(shí)間關(guān)鍵任務(wù)的主循環(huán);用于 ADC、delta-sigma 數(shù)據(jù)讀取和電流環(huán)路控制的 100 kHz IRS1 環(huán)路;和 10 kHz ISR2 lopo，用于電壓環(huán)路控制和電表計(jì)算。

電表計(jì)算

現(xiàn)在已有輸入電流數(shù)據(jù)(通過 Delta-Sigma 調(diào)制器)和輸入電壓數(shù)據(jù)(通過 MCU 的 ADC)，是時(shí)候執(zhí)行電表計(jì)算了。公式 1 計(jì)算輸入電壓 RMS 值：

其中 V in (n) 是 ADC 采樣數(shù)據(jù)中的V ，N 是一個(gè) AC 周期內(nèi) ADC 采樣的總數(shù)。

輸入電流有效值計(jì)算包括兩個(gè)步驟。第一步是計(jì)算測(cè)量電流(電感電流)RMS 值，如公式 2 所示：

其中 (n)中的I是 delta-sigma 數(shù)字濾波器輸出。

返回圖 3，由于分流電阻器放置在 EMI 濾波器之后，因此不會(huì)測(cè)量 EMI 濾波器的 X 電容器引起的無功電流。因此，公式 2 并不代表總輸入電流。這種情況在高線路和輕負(fù)載時(shí)會(huì)更嚴(yán)重，此時(shí)無功電流不可忽略;準(zhǔn)確的輸入電流報(bào)告需要將其包括在內(nèi)。

為了計(jì)算 EMI 電容器的無功電流，首先需要知道輸入電壓頻率。 ADC 測(cè)量交流線路和中性線電壓;比較線路電壓值和中性線電壓值將發(fā)現(xiàn)零交叉。由于輸入電壓以固定速率采樣，因此可以通過計(jì)算兩個(gè)連續(xù)過零點(diǎn)之間的采樣數(shù)來計(jì)算交流頻率。一旦知道輸入電壓頻率，公式 3 即可計(jì)算 EMI 電容器的無功電流：

其中 C 是 EMI 濾波器的總電容，f 是輸入交流電壓頻率。

I EMI是超前測(cè)量電流 (I L ) 90 度的無功電流;因此，公式 4 將總輸入電流計(jì)算為：

輸入功率計(jì)算也包含兩個(gè)步驟。首先，計(jì)算測(cè)得的功率，如公式 5 所示：

由于輸入電壓是在 EMI 濾波器之后測(cè)量的，因此不會(huì)測(cè)量 EMI 濾波器引起的功率損耗。雖然這種功率損耗通常非常小，但對(duì)于需要極其精確測(cè)量的應(yīng)用，您可能需要將其包括在內(nèi)。

EMI 濾波器的總直流電阻為 R。公式 6 將 EMI 濾波器的功率損耗計(jì)算為：

最后，將 EMI 濾波器功率損耗與測(cè)得的功率相加即可得出總輸入功率(公式 7)：

測(cè)試結(jié)果

我在 3.6 kW(低線路時(shí)為 1.8 kW)圖騰柱無橋 PFC 中實(shí)現(xiàn)了建議的電子表功能。圖7、圖8和圖9分別顯示了低線、高線和直流輸入時(shí)的測(cè)試結(jié)果。該實(shí)施實(shí)現(xiàn)了 <0.5% 的測(cè)量誤差，比 M-CRPS 電子計(jì)規(guī)范好兩倍。此外，該實(shí)施僅使用1點(diǎn)校準(zhǔn)，這顯著減少了校準(zhǔn)時(shí)間和成本。

圖 7在 1.8 kW 低電壓線路(Vin 設(shè)置為 115 VAC)下的電表測(cè)試結(jié)果顯示電表精度遠(yuǎn)優(yōu)于 M-CRPS 精度規(guī)范。

圖 8電子表在 3.6 kW 高線路下的測(cè)試結(jié)果，Vin 設(shè)置為 230 VAC，顯示電子表的精度遠(yuǎn)優(yōu)于 M-CRPS 精度規(guī)格。

圖 9直流輸入時(shí)的電子計(jì)測(cè)試結(jié)果顯示電子計(jì)精度遠(yuǎn)優(yōu)于 M-CRPS 精度規(guī)格。

低成本、高精度電子表

本文介紹了一種低成本且高精度的電表解決方案：隔離式 Delta-Sigma 調(diào)制器測(cè)量輸入電流，然后將其發(fā)送到 MCU 以進(jìn)行電表測(cè)量和 PFC 電流環(huán)路控制。所提出的解決方案僅通過 1 點(diǎn)校準(zhǔn)即可實(shí)現(xiàn)出色的測(cè)量精度。與傳統(tǒng)電子表解決方案相比，它不僅節(jié)省了成本，還簡(jiǎn)化了 PCB 布局并加快了設(shè)計(jì)過程。