在本文的第一部分中，我們了解了如何門(mén)控振蕩器以生成表現(xiàn)良好的脈沖?，F(xiàn)在，我們將了解如何將這個(gè)想法擴(kuò)展到生成表現(xiàn)良好的階躍函數(shù)或非常平滑的方波。

這里的理想函數(shù)是海維賽德函數(shù)或單位階躍函數(shù)，其值為 0 或 1，且值之間有無(wú)限陡峭的過(guò)渡。正如我們?cè)诘?1 部分中遇到的狄拉克 delta 脈沖是正態(tài)分布或鐘形曲線的極端情況一樣，海維賽德函數(shù)是邏輯函數(shù)的極限(我猜邏輯學(xué)家使用它的頻率與水管工使用浴缸曲線的頻率差不多)。

邊緣光滑的方波

任何使用音頻設(shè)備的人都會(huì)使用方波測(cè)試，用 RC 時(shí)間常數(shù)控制無(wú)窮大，這對(duì)于日常使用來(lái)說(shuō)已經(jīng)足夠了，但另一種方法是用余弦波的一部分代替那個(gè)仍然尖銳的階躍。采用第 1 部分中的電路并添加一些門(mén)控意味著我們不是為每個(gè)觸發(fā)輸入生成一個(gè)完整的升余弦脈沖，而是在每個(gè)轉(zhuǎn)換時(shí)獲得一個(gè)半周期，極性交替。結(jié)果：方波的頻率為觸發(fā)器的一半，邊緣平滑。修改后的電路如圖1所示。

圖 1在原始電路中添加的額外邏輯現(xiàn)在在每個(gè)觸發(fā)脈沖上產(chǎn)生半余弦，具有交替極性，從而產(chǎn)生具有平滑邊緣的方波。

在脈沖或振蕩器模式下，每當(dāng) A1b 的輸出變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，U1b 都會(huì)向 U2 發(fā)送復(fù)位信號(hào)，從而產(chǎn)生一個(gè)升余弦的完整周期。在方波模式下，每當(dāng) A1b在半周期點(diǎn)發(fā)生變化時(shí)，U2 都會(huì)復(fù)位，無(wú)論極性如何。U1b 和 U3b/c 充當(dāng)門(mén)控 EXOR，通過(guò)一條支路延遲來(lái)生成復(fù)位脈沖。圖 2顯示了一些波形;將這些波形與第 1 部分圖 2 中的波形進(jìn)行比較。與之前一樣，當(dāng)選擇振蕩器模式時(shí)，A2 會(huì)堵塞，從而強(qiáng)制進(jìn)行連續(xù)的正弦波操作。

圖2圖1中電路的一些波形。

圖 3顯示了單個(gè)正向轉(zhuǎn)換，并與我們的目標(biāo)曲線進(jìn)行比較。這些都是理論圖，但實(shí)際輸出非常接近余弦。

圖 3目標(biāo)階躍函數(shù)是一條邏輯曲線;為了進(jìn)行比較，顯示了一段余弦曲線。

在第 1 部分中，我們嘗試通過(guò)對(duì)三波進(jìn)行一些額外的壓縮來(lái)更接近正態(tài)分布曲線。這種方法在一定程度上是有效的，但過(guò)于復(fù)雜，部分原因是波形缺乏對(duì)稱性?，F(xiàn)在我們有一個(gè)對(duì)稱函數(shù)可以作為目標(biāo)，這應(yīng)該更容易模擬。

建立我們的目標(biāo)曲線

多路復(fù)用器 U1 的備用部分與三個(gè)新電阻器一起提供了一個(gè)巧妙的解決方案，圖 4中的電路片段顯示了具體方法。

圖 4添加紅色組件可以更好地?cái)M合我們的目標(biāo)曲線。三波振幅增加，現(xiàn)在可以進(jìn)一步壓縮。

將 47k (R14) 與 D3/4 串聯(lián)可增加跳變點(diǎn)的電平，因此三波現(xiàn)在跨度為 ~4.3 V 而不是 ~1.1 V。通過(guò) R7 增加對(duì) D5/6 的驅(qū)動(dòng)會(huì)導(dǎo)致二極管不會(huì)將三角形壓縮為(余弦)正弦，而是將其壓縮為更方形但幅度更大的形狀。R24 和 R25 連接在 D7/8 上，將二極管兩端的電壓降低，這樣峰值(現(xiàn)在是平緩的曲線)就會(huì)被 A2b 的(軌到軌)輸出裁剪。(D7/8 的電阻負(fù)載略微軟化了它們的響應(yīng)，這也有幫助。)

U1c 有兩個(gè)作用。當(dāng)要生成脈沖或連續(xù)正弦波時(shí)，它使 R14 短路并打開(kāi) R24，從而提供我們的標(biāo)準(zhǔn)工作條件，但在方波模式下，R14 留在電路中，而 R24 接地，這是額外的三波幅度和壓縮所需的。

波形現(xiàn)在看起來(lái)像圖 5(注意軌跡 C 的比例變化)，而圖 6顯示了單個(gè)實(shí)際邊緣，并帶有理論上理想的步驟以供比較 - 并且匹配現(xiàn)在非常好。

圖5添加圖4所示修改后的波形。

圖6目標(biāo)曲線與圖5中軌跡D的部分比較。

這里有一些捏造，圖 6 中的兩條曲線在半高點(diǎn)處被調(diào)整為相同的斜率。由于 R24/R25 將二極管兩端的信號(hào)幅度降低了近 12%，因此斜率也將比余弦版本小得多，這不是一個(gè)實(shí)際問(wèn)題。

最終電路

為了將所有這些變成可以進(jìn)行音頻測(cè)試的功能齊全的套件，我們需要添加一些額外的東西：

· 軌道分離器定義中央公共軌道

· 帶有輸出緩沖器的電平控制電位器

· 簡(jiǎn)單的振蕩器產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，并帶有輸入，以便外部 TTL 信號(hào)可以覆蓋內(nèi)部信號(hào)

· 用于選擇模式的開(kāi)關(guān)。

將所有這些放在一起，我們得到了圖 7中完整且合理的最終電路。通過(guò)添加第 1 部分圖 5 中詳細(xì)介紹的附加功能，可以輕松容納多個(gè)范圍。也可以添加第 1 部分圖 6 中所示的改進(jìn)的脈沖整形電路，但可能比它的價(jià)值更繁瑣。

圖 7完整電路現(xiàn)在可產(chǎn)生具有良好邊緣形狀的方波以及脈沖和連續(xù)正弦波。

沒(méi)有標(biāo)明引腳號(hào)是故意的，因?yàn)榘@些引腳號(hào)意味著布局優(yōu)化。注意將邏輯信號(hào)與模擬信號(hào)分開(kāi)，特別是在 R24 接地端及其周?chē)?，?dāng)開(kāi)路時(shí)，這些接地端可能會(huì)拾取開(kāi)關(guān)尖峰。U1 的 E-not(引腳 6)和 V EE(引腳 7)必須為 0 V。

雖然這種生成良好脈沖的方法可能比準(zhǔn)確度更有趣，但它確實(shí)表明，用二極管處理三角形不僅限于生成正弦波，而這正是這個(gè)想法的起點(diǎn)。對(duì)于任何更復(fù)雜的東西，AWG 可能是更好的解決方案，盡管不那么有趣。