800 V 汽車系統可使電動汽車性能更強大，一次充電即可行駛超過 400 英里，充電時間最快可達 20 分鐘。800 V 電池很少在 800 V 的準確電壓下運行，最高可達 900 V，而轉換器輸入要求高達 1000 V。

1000 V 型應用面臨許多電源設計挑戰(zhàn)，包括場效應晶體管 (FET) 的選擇，以及需要為 >1,000 V 硅 FET 提供足夠強大的柵極驅動，而硅 FET 的柵極電容通常比碳化硅 (SiC) FET 更大。SiC FET 的優(yōu)勢在于總柵極電荷低于具有類似參數的硅 FET;然而，SiC 的成本通常較高。

您會發(fā)現硅 FET 被用于諸如德州儀器 (TI) 350 V 至 1,000 V 直流輸入、56 W 反激式隔離電源參考設計等設計中，該設計將兩個 950 V FET 級聯到 54 W 初級側調節(jié) (PSR) 反激式中。在低功率通用偏置電源 (<10 W) 中，可以在 TI 的三輸出 10W PSR 反激式參考設計中使用單個 1,200 V 硅 FET ，這是本電源技巧的重點。

該參考設計可作為牽引逆變器隔離柵極驅動器的偏置電源。它包括一個寬輸入(60 V 至 1000 V)PSR 反激式轉換器，具有三個隔離的 33 V 輸出、100 mA 負載，并使用 TI 的UCC28730-Q1作為控制器。圖 1顯示了 UCC28730-Q1 數據表，其最小驅動電流為 20 mA。

圖 1 UCC28730-Q1 的柵極驅動能力，最小驅動電流為 20 mA。

挑戰(zhàn)在于，1,200 V 硅 FET 將具有非常大的輸入電容 (Ciss)，在 100 V VDS 時約為 1,400 pF，是同等額定值的 SiC FET 的 4 倍。

由于 UCC28730-Q1 的柵極驅動相對較弱，因此根據公式 1估算，主 FET 的開啟時間約為 840 納秒。

圖 2顯示，隨著 FET 柵極 - 源極電容 (C GS ) 和柵極 - 漏極電容 (C GD ) 的增加，它會消耗調節(jié)轉換器輸出電壓所需的初級 FET 的導通時間。

圖 2 FET 導通和關斷曲線，隨著 FET C GS和 C GD 的增加，它會消耗調節(jié)轉換器輸出電壓所需的初級 FET 的導通時間。

圖 3通過查看直接驅動主 FET 的 UCC28730-Q1 的柵極電壓顯示了這種做法的不良影響。在此示例中，完全打開 FET 大約需要 800 ns，柵極達到其標稱電壓需要 1.5 μs。當電壓達到 400 V 時，當控制器決定關閉 FET 時，它仍在嘗試為 C GD充電。在 1,000 V 時，情況更糟，C GS在關閉前仍在充電。這表明，隨著輸入電壓的增加，控制器無法輸出完整的導通脈沖，因此轉換器無法加電至標稱輸出電壓。

圖 3 UCC28730-Q1 的柵極電壓隨著輸入電壓的增加直接驅動初級 FET。

為了解決這個問題，您可以使用一個由兩個低成本雙極結型晶體管組成的簡單緩沖電路，如圖4所示。

圖 4簡單的 N 溝道 P 溝道 N 溝道、P 溝道 N 溝道 P 溝道 (NPN-PNP) 射極跟隨器柵極驅動電路。

圖 5顯示了初級 FET 的柵極電流波形，并演示了緩沖電路能夠實現大于 500 mA 的柵極驅動電流。

圖 5 PMP23431 的柵極驅動緩沖器電流波形，表明緩沖電路能夠實現大于 500 mA 的柵極驅動電流。

如公式 2所示，這將充電時間縮短至 33 納秒，與僅使用控制器的柵極驅動相比，充電速度提高了 25 倍。

PSR 反激式架構通常需要最小負載電流才能保持在調節(jié)范圍內。這有助于增加導通時間，轉換器現在可以在 1000 V 下達到其最小負載要求，如圖6所示。轉換器的整體性能在PMP23431 測試報告中，圖 7顯示了主 FET 上具有恒定脈沖的開關波形。在 1,000 V 下，最小負載要求為，導通時間約為 1 μs。如果沒有這個緩沖電路，轉換器就無法達到 1,000 V 輸入。

圖 6轉換器啟動時負載要求最低，輸入電壓為 1000 V。來源：德州儀器

圖 7： 1000 V 輸入時 PMP23431 的初級 FET 開關波形。

在高達 1,000 V 的高壓應用中，占空比可能非常小 - 僅為數百納秒。高壓硅 FET 可能成為實現良好調節(jié)輸出的限制因素，因為它具有高柵極電容。本電源技巧介紹了 PMP23431 和一個簡單的緩沖電路，用于快速為柵極電容充電，以支持這些高壓系統的較低導通時間。