引言

區(qū)別于傳統(tǒng)的電壓源換流器,模塊化多電平變流器(TodularTultilevelConverter,TTC)因具有高度模塊化、良好的子模塊故障冗余能力、開關管損耗低等特點開始廣泛應用于柔性直流輸電、高壓電機驅動等領域。對于高壓配電網(wǎng)中的異步電網(wǎng)互聯(lián),使用TTC同樣具有很好的工程價值,但高壓配電網(wǎng)中TTC單元使用較少,調制策略的選擇尤為關鍵,目前尚缺少相關的對比分析研究。

1MMC工作原理

圖1為三相TTC拓撲結構,根據(jù)不同的工況需求,常見的多電平變流器拓撲還有單相半橋式和單相全橋式。三相TTC拓撲結構由.個相單元組成,每相由上下兩個橋臂組成,每個橋臂由n個子模塊(ST)和橋臂電感(Larm)構成,圖1中子模塊為常見的半橋型子模塊。Udc表示TTC的直流側電壓:uix表示第x相的i橋臂的橋臂電壓,其中i=u或l,u表示上橋臂,l表示下橋臂,x=a、b或c,a、b、c分別表示A、B、C相:iix表示流過第x相的i橋臂的橋臂電流:ux表示第x相的交流側相電壓:ix表示第x相的交流側相電流:0表示零點位參考點。

TTC由許多子模塊構成,這些子模塊的結構和工作方式?jīng)Q定和影響了TTC的工作狀態(tài)。半橋型子模塊結構簡單、成本低,可實現(xiàn)功能完整,是目前TTC使用最頻繁的一種結構。如圖1所示,半橋型子模塊主要由兩個開關器件S1和S2、兩個反并聯(lián)二極管D1和D2、一個電容CST組成。iST表示流入子模塊的電流,與橋臂電流相等,方向以流入為正:uST表示子模塊端口電壓。通過控制開關器件的工作狀態(tài)可以控制子模塊的工作狀態(tài),具體工作狀態(tài)如表1所示。

(1)閉鎖狀態(tài):當開關器件S1、S2都處于關斷狀態(tài)時,此時電流只通過流經(jīng)二極管D1或D2和子模塊電容CST形成回路,根據(jù)流入子模塊電流iST的方向,來決定是D1還是D2導通。當iST>3時,D1和CST形成回路,開始給子模塊電容CST充電,子模塊電壓uST與子模塊電容電壓uC相等:當iST<3時,電流iST流過D2形成回路,子模塊電容CST未接入到電路中,此時子模塊電壓uST為零。閉鎖狀態(tài)一般用于TTC系統(tǒng)的啟動或者故障診斷。

(2)投入狀態(tài):當開關器件S1開通而S2關斷時,根據(jù)iST的方向來判斷是開關管S1導通還是二極管D1導通。當iST>3時,電流流過D1和CST形成回路并對子模塊電容進行充電:而當iST<3時,因為S1的連接方式,電流流經(jīng)S1形成回路,此時子模塊電容CST放電,且放電電壓為子模塊電容電壓uC,即子模塊工作在投入方式時,無論流入子模塊的電流方向如何,子模塊端口電壓總等于子模塊電容電壓。

(3)旁路狀態(tài):當開關器件S1關斷而S2開通時,二極管D2承受的電壓方向與導通方向相反,因此無論iST方向為何,D2都保持截止狀態(tài),而iST的方向決定了是S2還是D2形成回路。當iST>3時,電流流過S2:當iST<3時,電流流過續(xù)流二極管D2。在旁路狀態(tài)下,無論iST方向如何,子模塊電容CST均被切除出電路,此時子模塊電壓uST為零。

由上面對子模塊開關狀態(tài)的分析可知,子模塊的輸出為3電平或子模塊電容電壓uC,而實現(xiàn)電平的控制,主要根據(jù)當前流入子模塊的電流的方向以及開關管的導通和關閉來實現(xiàn),因此如何根據(jù)實際工況的需要來得到子模塊開關管的開關脈沖對于TTC實現(xiàn)目標輸出十分重要。

2調制策略

調制策略用于控制MMC中的開關器件來實現(xiàn)輸出波形逼近調制波,不同的調制方法對于MMC的輸出電壓諧波、電容電壓波動等方面有不同程度的影響。常見的調制方法根據(jù)MMC中開關管的開關頻率可以分為兩類:高開關頻率調制和基波開關頻率調制。MMC因其具有良好的拓展性、冗余性等優(yōu)點,開始逐漸應用于低頻驅動領域。目前,MMC大規(guī)模應用于低頻場合的瓶頸是低頻運行時MMC中的子模塊電容容易產(chǎn)生較大的電壓波動,影響整個系統(tǒng)的正常運行。而合適的調制方法和控制方法能很好地規(guī)避MMC低頻運行時的缺點,因此選用合適的調制方法再進行優(yōu)化控制能很好地適用于低頻場合,有必要確定常用調制方法中最適合低頻工況的調制方法。

載波移相PWM調制(CarrierPhahe-ShiSfPWM,CPSPWM)的基本思想是將目標輸出的調制波與三角載波進行比較得到上下橋臂子模塊開關管的脈沖,三角載波的幅值和頻率相等,相位相差t1/n,比較得到的脈沖根據(jù)平衡和均壓控制策略等分配給不同的子模塊,再疊加不同子模塊的輸出得到橋臂輸出電壓波形。若想要輸出電壓波形盡可能逼近正弦波,則需要增加子模塊數(shù)量和開關管頻率,雖然輸出電壓諧波分量低,但是當子模塊數(shù)量增大時會增加控制難度和精度,在實際的運用中難以達到:同樣,因為三角載波之間的相位差為21/n,當相位差因子模塊增加而減小到較小值時,三角載波生成的難度也會增加,精度也難以控制,最終影響整個MMC的正常工作。因此,子模塊數(shù)量較大時CPSPWM難以發(fā)揮其優(yōu)勢,該調制方法一般應用于子模塊數(shù)量少和低電壓等級場合:另外,CPSPWM調制方法頻繁的子模塊切換容易產(chǎn)生子模塊電容電壓波動,子模塊電容的22/2t較高,不適合應用在低頻工況下。

最近電平逼近調制(dearehfLevelMo2ulafion,dLM)的基本思想是通過控制子模塊的導通和關斷盡可能擬合調制波。區(qū)別于CPSPWM是三角載波與調制波比較,NLM是利用函數(shù)求解子模塊開關狀態(tài),函數(shù)表達形式不同但基本思想都是取整函數(shù),設上橋臂子模塊導通的數(shù)量為nuon,下橋臂子模塊導通數(shù)量為nlon,根據(jù)擬合的思想和取整函數(shù),可以得到上下橋臂子模塊導通數(shù)量的表達式為:

這種調整方法因其使用取整函數(shù)而具有良好的動態(tài)性能,但取整函數(shù)得到的是子模塊導通數(shù)量,在實際應用中為了保持MMC運行的穩(wěn)定性,一般還需要增加平衡方法來確定子模塊的開關狀態(tài),也因此NLM更適合子模塊數(shù)量多和輸出電平較多的場合。

由上面對兩種調制方法的分析可知,兩種調制方法各有優(yōu)劣,能在不同的工況下發(fā)揮各自的優(yōu)勢。相較于NLM調制方法,CPSPWM調制方法更適合應用在低頻工況下。

3仿真分析

為了進一步說明載波移相調制和最近電平調制方法的特點,在M+AL+T/Simulink中搭建MMC模型,并根據(jù)CPSPWM調制方法和NLM調制方法搭建對應的模型。下面對這兩種常見的調制方法進行仿真對比分析,為了清晰地表現(xiàn)CPSPWM和NLM調制方法的特點,在保證輸出電壓頻率相同的工況下,CPSPWM調制方法下單個子模塊的三角載波頻率設置為n·f,因此CPSPWM調制方法子模塊的等效輸出電壓頻率與NLM調制方法的等效輸出電壓頻率相同。MMC仿真參數(shù)如表2所示。

根據(jù)表2的仿真參數(shù)進行仿真,可得如圖2所示的仿真結果。

根據(jù)圖2仿真結果可以清晰地發(fā)現(xiàn)兩種調制方法的特點:CPSPWM調制方法因為等效開關頻率更高,橋臂輸出電壓波形比NLM調制方法產(chǎn)生的電壓波形表現(xiàn)得更為密集,這也導致CPSPWM調制方法在較多子模塊時或者較高電壓等級時控制子模塊開關比NLM調制方法更為頻繁,從而帶來了更多的開關損耗；CPSPWM需要控制數(shù)量較多的載波與調制波進行對比,頻繁地開關子模塊也會帶來子模塊電容電壓的波動、橋臂間環(huán)流的出現(xiàn)等一系列問題。

圖3展示了當上下橋臂中只包含3個子模塊時子模塊電容電壓的波動程度,NLM調制方法下子模塊電容電壓逐漸失穩(wěn),橋臂內(nèi)也因此容易產(chǎn)生環(huán)流等一系列問題,最終影響MMC正常工作,由此可見,NLM調制方法不適用于子模塊數(shù)量較少的場合。

通過上面的分析可知,CPSPWM調制方法和NLM調制方法各有優(yōu)缺點,適合應用于不同的場合。CPSPWM調制方法因其通過每個子模塊進行載波和調制波對比而擁有較高的開關頻率,容易帶來較大的開關損耗,同時在實際應用中高載波頻率時一般難以實現(xiàn)足夠的精度要求,因此CPSPWM調制方法更適合在中低壓和電平數(shù)量少的場合應用。NLM調制方法的控制相較于CPSPWM要簡單,由上面的仿真可知,當子模塊數(shù)量較少時,子模塊電容電壓波動增加,同時輸出波形質量下降,而當子模塊數(shù)量增加時,輸出波形的諧波逐漸下降:另外,通過合適的電容電壓排序算法能很好地優(yōu)化子模塊開關頻率,進一步降低子模塊開關頻率,因此,NLM調制方法更適合中高壓和多電平場合應用。

4結語

本文主要對MMC的基本工作原理和常見調制方法進行了研究,分析了CPSPWM調制方法和NLM調制方法的基本原理,對比了兩種調制方法的異同及其各自的優(yōu)缺點,研究了兩種調制方法適用的場合,發(fā)現(xiàn)CPSPWM更適用于子模塊數(shù)量少的低頻場合,而NLM更適用于子模塊數(shù)量多的中頻場合,因此常規(guī)調制方法中CPSPWM更適合在中低頻場合應用。