在智能電表和電機驅動等應用中，電源必須將高輸入電壓轉換為微控制器或 IGBT 驅動器的低直流電壓。例如，440V AC或 480V AC是全球常見的三相交流電壓，智能電表一般需要接入。在電機驅動應用中，我們可能會遇到更高的電壓。

以較低的物料清單 (BOM) 成本將高輸入電壓轉換為 12V、5V 或 3.3V 等低直流電壓是一個有趣的話題，因為用于高壓降壓轉換器的大多數(shù)商業(yè)組件都是為通用交流輸入而設計的（85V交流電至 264V交流電）。在這篇文章中，我將解釋如何為高壓降壓轉換做出明智的拓撲/組件選擇。

在高壓輸入和直流輸出之間不需要隔離的應用（如智能電表）中，降壓轉換器仍然是首選，因為它很簡單。例如，85-318V?IN、15V?OUT、1A?OUT、AC/DC 降壓轉換器 TI Designs 參考設計使用高端 DCM 降壓轉換器（圖 1 所示的簡化原理圖）將電壓從 459V AC轉換為 15V DC . 在像這樣的高壓降壓轉換器設計中，我們需要解決兩個因素：

· 續(xù)流二極管的反向恢復效應。

· 控制器的最小接通時間限制。

圖 1：非隔離式 AC/DC 轉換器 

請記住，續(xù)流二極管反向恢復引起的開關損耗會隨著輸入電壓的增加而增加。開關損耗可能主導 MOSFET 的功耗，尤其是當轉換器以連續(xù)導通模式 (CCM) 運行時。因此，如果我們希望 CCM 操作用于高壓 AC/DC 非隔離轉換，我們可能需要一個碳化硅 (SiC) 二極管來減少由于反向恢復效應而導致的開關損耗。例如，AC/DC 降壓轉換器具有 85V?AC?-318V?AC輸入和 15V 0.8A 輸出的 TI Designs 參考設計使用帶有 CCM 降壓轉換器的 SiC 二極管來實現(xiàn)緊湊型輔助電源。

此外，在高壓 AC/DC 轉換中，降壓轉換器的占空比變得非常小。對于 440V AC到 15V DC的轉換，DCM 降壓轉換器的占空比可能小于 2%。當轉換器以高開關頻率運行時，可能會達到控制器的最小導通時間限制；例如，UCC28911需要至少 420nS 的接通時間。換言之，如果我們在 440V AC到 15V DC轉換中使用UCC28911作為降壓轉換器控制器，則轉換器必須在低于 45kHz 的開關頻率下運行。

UCC28911是高壓反激開關，無需使用光耦即可提供輸出電壓和電流調節(jié)。這兩種裝置都包含一個700-V功率FET和一個控制器，該控制器處理來自反激輔助繞組和功率FET的操作信息，以提供精確的輸出電壓和電流控制。用于啟動的集成高壓電流源，在設備運行期間關閉，控制器電流消耗隨負載動態(tài)調整。兩者都可以實現(xiàn)非常低的備用功耗。
UCC28911中的控制算法結合了開關頻率和峰值一次電流調制，使運行效率達到或超過適用標準。采用帶谷值開關的不連續(xù)傳導模式（DCM）降低開關損耗。內置保護功能有助于在整個工作范圍內檢查二次和一次部件的應力水平。頻率抖動有助于降低EMI濾波器成本。

對于需要隔離的高壓降壓應用，與其他拓撲相比，反激式轉換器可能提供最低的 BOM 成本。此外，我們可以在具有寬輸入電壓范圍的應用中使用反激式轉換器。它的低成本和對寬輸入電壓的適用性使反激式轉換器成為隔離式高壓降壓轉換的首選。但是，反激式轉換器要求其輸入開關的電壓額定值高于最大輸入電壓，這可能會大大增加 BOM 成本。例如，具有 800V DC輸入的反激式轉換器可能需要具有 1200V 額定值的輸入開關（請參閱300V?DC?-800V?DC輸入、54W 四通道輸出 PSR 反激式與 SiC-FET TI Designs 參考設計）。額定電壓為 1200V 的 MOSFET 通常很昂貴，即使我們排除了同樣昂貴的 SiC MOSFET。

如果輸出功率水平較低，我們可以使用低成本高壓雙極結型晶體管 (BJT) 作為反激式輸入開關，例如具有 PSR 控制的超寬輸入范圍、雙輸出、離線 AC/DC 偏置電源和BJT 開關 TI 設計參考設計。高壓 BJT 反激式設計的一件重要事情是高壓 BJT 通常具有低直流增益。因此，我們必須確保設計中的峰值輸入電流可以通過有限的 BJT 直流增益實現(xiàn)。

如果輸出功率水平很高（>30W），請考慮使用 SiC MOSFET，就像我在300V?DC?-800V?DC輸入、54W 四通道輸出 PSR 反激式和 SiC-FET TI Designs 參考設計中所做的那樣，以獲得更高的轉換器效率，或在400V 至 690V交流輸入、50W 反激式隔離電源參考設計中使用共源共柵 MOSFET 配置（如圖 2 所示），以降低 BOM 成本。

圖 2：具有級聯(lián) MOSFET 配置的反激式轉換器