0 引 言
    基準(zhǔn)電流源在模擬和混合信號系統(tǒng)中占有非常重要的地位，在A／D轉(zhuǎn)換器，D／A轉(zhuǎn)換器以及很多模擬電路如運(yùn)算放大器、濾波器等電路中起著至關(guān)重要的作用。目前出現(xiàn)了幾種基準(zhǔn)電流的設(shè)計(jì)方式。文獻(xiàn)[1]提出的電路測試的溫度系數(shù)為50 ppm／℃。文獻(xiàn)[2]是一種非帶隙電路通過二階溫度補(bǔ)償產(chǎn)生基準(zhǔn)電流，溫度系數(shù)為28 ppm／℃。文獻(xiàn)[3]提出一種低溫漂低電源電壓調(diào)整率CMOS基準(zhǔn)電流源，其溫度系數(shù)為6.9 ppm／℃，但溫度范圍為-40～85℃，相對變化范圍較小。文獻(xiàn)[4]利用帶隙基準(zhǔn)電路產(chǎn)生正溫系數(shù)基準(zhǔn)電壓和遷移率的負(fù)溫效應(yīng)相互抵消，產(chǎn)生基準(zhǔn)電流。但溫度系數(shù)仍大于15 ppm／℃。在此設(shè)計(jì)一種CMOS基準(zhǔn)電流源，首先通過二階補(bǔ)償?shù)牡蛪簬痘鶞?zhǔn)電路得到基準(zhǔn)電壓，然后由這個(gè)基準(zhǔn)電壓偏置NMOS的輸出管得到基準(zhǔn)電流。這個(gè)輸出管將被設(shè)計(jì)工作在零溫漂點(diǎn)附近，在零溫漂點(diǎn)上，通過輸出管的閾值電壓和遷移率隨溫度的變化率相互補(bǔ)償，從而減小了溫度對偏置電流的影響。

1 零溫漂偏置點(diǎn)設(shè)計(jì)
    作為一個(gè)電流源應(yīng)有非常高的輸出電阻，所以將電流源設(shè)置在輸出管的漏端。如圖1所示，基準(zhǔn)電流的穩(wěn)定性主要取決于偏置電壓VREF，M1的閾值電壓VTH1以及遷移率μn。當(dāng)輸出管M1工作在飽和區(qū)時(shí)，基準(zhǔn)電流可表示為：

式中：Cox為單位面積的柵氧化層電容；W1和L1分別為溝道的有效寬度和長度；文中的VREF是由一個(gè)與溫度基本無關(guān)的二階補(bǔ)償?shù)牡蛪簬痘鶞?zhǔn)電路得到的。但閾值電壓VTH1以及遷移率μn都和溫度有關(guān)，當(dāng)溫度在0～100℃時(shí)，VTH1隨溫度的最大變化值有150 mV左右。從式(1)可以看出，IREF會隨溫度有較大的變化。但當(dāng)輸出管工作在零溫漂的偏置點(diǎn)上時(shí)，就可以得到一個(gè)與溫度基本無關(guān)的基準(zhǔn)電流源，式(2)和式(3)分別給出閾值電壓VTH1以及遷移率μn與溫度的關(guān)系：

式中：αμ也是一個(gè)負(fù)常數(shù)。

將式(2)和式(3)代入式(1)得：

由于NMOS的溝道摻雜濃度在1015～1016cm-3左右，這時(shí)的負(fù)常數(shù)αμ將十分接近-2。在這種情況下，如果：

式中：VZTC是當(dāng)輸出管工作在零溫漂點(diǎn)的偏置電壓。將式(5)代入式(4)就可以得到一個(gè)基本與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電流源。

式中：IZTC是當(dāng)輸出管工作在零溫漂點(diǎn)的基準(zhǔn)電流。
    圖2給出在不同的溫度下，輸出管M1的漏電流隨柵電壓變化的特征曲線，結(jié)果表明在CSMC 0.5／μmCMOS工藝中，輸出管M1的零溫漂點(diǎn)為(IZTC=215.4μA，VZTC=1．244 4 V)。

現(xiàn)在需要得到一個(gè)偏置電壓VREF。VREF不但要與溫度無關(guān)，而且必須等于VZTC，使得輸出管M1工作在零溫漂點(diǎn)(ZTC)，產(chǎn)生一個(gè)與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電流IREF。這個(gè)偏置電壓可以通過下述的二階補(bǔ)償?shù)牡蛪簬痘鶞?zhǔn)電路得到。

2 二階補(bǔ)償?shù)牡蛪簬痘鶞?zhǔn)電路
2．1 低壓帶隙基準(zhǔn)電路
    傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)源設(shè)計(jì)的基本思想是選擇適當(dāng)?shù)南禂?shù)，將具有正溫度特性的熱電壓VT與具有負(fù)溫度特性的雙極型晶體管的VBE相加，從而得到一個(gè)與溫度無關(guān)的近似輸出，但在低壓情況下，這種模式的帶隙基準(zhǔn)電路將受到限制。文獻(xiàn)[7]給出一種電流模式，采用電阻分壓得到的一個(gè)低壓的帶隙基準(zhǔn)電路。如圖3所示，該電路將正溫度系數(shù)和負(fù)溫度系數(shù)兩電流之和通過電流鏡鏡像到輸出端，得到基本與溫度無關(guān)的基準(zhǔn)電壓。

調(diào)整R1的阻值使Va和Vb分別大于0.6 V，晶體管工作在指數(shù)區(qū)，同時(shí)利用R2B1，R2B2及R2A1，R2A2，進(jìn)行分壓，得到較小電壓的Vc和Vd作為運(yùn)放的輸入電平。其中R2B1=R2A1，R2B2=R2A2，所以Va=Vb，Vc=Vd?？梢酝茖?dǎo)出圖3中帶隙基準(zhǔn)輸出電壓VREF：

2．2 二階溫度補(bǔ)償
    由文獻(xiàn)[8]可知，雙極型晶體管的VBE并不是隨著溫度線性變化的，其溫度特性可表示為：

式中：VBG0是在溫度為0 K時(shí)外推而得到的PN結(jié)二極管電壓；T是絕對溫度；T0是參考溫度；VBE0是在溫度為T0時(shí)的發(fā)射結(jié)電壓；η是與工藝有關(guān)且與溫度無關(guān)的常數(shù)；α的值與集電極電流Ic的溫度特性有關(guān)(當(dāng)Ic與溫度成正比，即PTAT電流時(shí)，α=1；當(dāng)Ic是與溫度無關(guān)的電流時(shí)，α=0)。
    文獻(xiàn)[9]運(yùn)用這個(gè)原理對電路進(jìn)行了二階溫度補(bǔ)償，但在低電源電壓的情況下，文獻(xiàn)[8]中的電路將受到限制。在此將這種二階溫度補(bǔ)償?shù)姆椒ㄟ\(yùn)用到圖3的帶隙基準(zhǔn)電路中，改進(jìn)后的電路圖如圖4所示。

從圖4可以發(fā)現(xiàn)若將Vbe3與Vbe1相減可得到隨溫度非線性變化的電壓項(xiàng)：

3 基準(zhǔn)電流源的整體電路
    圖5為基準(zhǔn)電流源的整體電路，由二階補(bǔ)償?shù)牡蛪簬痘鶞?zhǔn)電路得到VREF接到輸出管M1的柵端，從而產(chǎn)生一個(gè)零溫漂的基準(zhǔn)電流源。為了提高對電源噪聲的抑制能力，帶隙基準(zhǔn)電路中運(yùn)算放大器的輸入管使用PMOS的差動對,由于是兩級的運(yùn)放，所以有必要加一個(gè)電容進(jìn)行補(bǔ)償。

4 測試結(jié)果及分析
    基于CSMC 0.5μm CMOS工藝，對上述電路進(jìn)行流片，電路的顯微照片如圖6所示。

 在溫度范圍為-40～125℃，電源電壓為2 V的條件下，分別得到了偏置電壓，VREF和基準(zhǔn)電流源，IREF的溫度特性曲線。圖7為偏置電壓的溫度特性曲線?？梢钥闯銎秒妷涸?.244 4±0.000 4 V的范圍內(nèi)變化；圖8為基準(zhǔn)電流的溫度特性曲線，可以看出在上述偏置電壓的變化范圍內(nèi)，基準(zhǔn)電流僅有0.3 μA的偏差，溫度系數(shù)為8.1 ppm／℃。在2 V的電源電壓下，整個(gè)電路的功耗為O.45 mV，電路的功耗主要來自輸出管M4，通過減小輸出管的尺寸，可減小基準(zhǔn)電流，同時(shí)也減少了電路的功耗。

5 結(jié) 語
    這里設(shè)計(jì)了一種低溫漂低電源電壓的基準(zhǔn)電流源。通過設(shè)置輸出管偏置電壓VREF，使得輸出管的閾值電壓和遷移率隨溫度的變化率相互補(bǔ)償，以降低溫度系數(shù)。通過流片驗(yàn)證得該基準(zhǔn)電流源的溫度系數(shù)的溫度系數(shù)為8.1 ppm／℃。該電路已經(jīng)應(yīng)用于12位的sigma-delta ADC中，其在很多模擬及混合系統(tǒng)中都有極其廣泛的應(yīng)用。